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然而實際電容是有寄生參數(shù)的，下圖是電容的簡化等效模型，由于串聯(lián)等效電阻ESR和串聯(lián)等效電感ESL的存在，使得電容的阻抗頻率特性產(chǎn)生了巨大變化。下圖是實際電容的阻抗頻率特性，我們可以看到在低頻段，電容起主導作用，阻抗隨著頻率增加而降低，然而高頻段是電感起主導作用，阻抗隨著頻率增加而增加，這部分正是我們不希望看到的。所謂的三端子電容高頻特性好，就是它的ESL低。

金屬-氧化物-半導體電容器的優(yōu)勢 與MIM電容器相比，單位面積電容更高 柵極絕緣體（SiO2）更薄金屬-氧化物-半導體電容器的缺點 電容變化顯著，限制了其工作電壓范圍 下極板的寄生電阻會影響性能金屬-氧化物-半導體電容器的應用 IC 模擬電路 電壓參考電路 可調(diào)濾波器 MOM、MIM和MOS

金屬-氧化物-金屬電容器結(jié)構(gòu)金屬-氧化物-金屬電容器的優(yōu)勢 成本低 電容密度高 出色的射頻（RF）特性 出色的匹配特性 無需額外的掩膜層 對稱平面結(jié)構(gòu)金屬-氧化物-金屬電容器的缺點 下極板寄生效應適中 密度低 串聯(lián)電感和電阻較高 擊穿電壓低金屬-氧化物-金屬電容器的應用

在進行AC阻抗分析、去耦電容方案優(yōu)化、同步開關(guān)噪聲（SSN）分析等電源完整性仿真或兼顧電源影響的信號完整性仿真中，需要設(shè)置各種電容型號的模型，模型種類一般包括只有一個容值的理想電容模型、包含RLC寄生參數(shù)值的一階SPICE模型、更復雜的多階SPICE模型以及寬帶S參數(shù)模型，模型的精確性依次升高。

如圖，這些綠色的點就是我建立的Node，分別設(shè)置了IGBT的集電極和柵極這兩路的寄生參數(shù)提取。在求解器設(shè)置里面設(shè)置pair，代表兩個Node的進出關(guān)系，如圖求解得到：IGBT上走線，包括綁定線，銅層，引腳的寄生電感和電阻如圖，這里不是任意兩個Node之間的寄生電感和電阻。寄生電容如圖，這里仿得結(jié)果是任意兩個Node之間的寄生電容。

對這樣高頻的電磁噪聲必須使用穿心電容才能有效地濾除。 普通電容之所以不能有效地濾除高頻噪聲，是因為兩個原因： （1）一個原因是電容引線電感造成電容諧振，對高頻信號呈現(xiàn)較大的阻抗，削弱了對高頻信號的旁路作用； （2）另一個原因是導線之間的寄生電容使高頻信號發(fā)生耦合，降低了濾波效果。

實際設(shè)計中可以通過增大過孔和鋪銅區(qū)的距離（Anti-pad）或者減小焊盤的直徑來減小寄生電容。過孔存在寄生電容的同時也存在著寄生電感，在高速數(shù)字電路的設(shè)計中，過孔的寄生電感帶來的危害往往大于寄生電容的影響。 它的寄生串聯(lián)電感會削弱旁路電容的貢獻，減弱整個電源系統(tǒng)的濾波效用。

另一方面，這種損耗通常是由于非理想寄生參數(shù)引起的， 所以寄生電感和電容都會影響電路布局，使用盡可能短的引線有助于降低寄生參數(shù)。 通常情況下，10 mil寬、距離地層0.0625in的PCB引線，如果采用的是FR4電路板，則產(chǎn)生大約19nH/in的電感和大約1pF/in的分布電容。

如圖，這些綠色的點就是我建立的Node，分別設(shè)置了IGBT的集電極和柵極這兩路的寄生參數(shù)提取。在求解器設(shè)置里面設(shè)置pair，代表兩個Node的進出關(guān)系，如圖求解得到：IGBT上走線，包括綁定線，銅層，引腳的寄生電感和電阻如圖，這里不是任意兩個Node之間的寄生電感和電阻。寄生電容如圖，這里仿得結(jié)果是任意兩個Node之間的寄生電容。

，共模輻射越強；而寄生電容實質(zhì)就是晶體與參考地之間的電場分布，當兩者之間電壓恒定時，兩者之間電場分布越多，兩者之間電場強度就越大，寄生電容也會越大，晶體在PCB邊緣與在PCB中間時電場分布如下：圖3：PCB邊緣的晶振與參考接地板之間的電場分布示意圖圖4：PCB中間的晶振與參考接地板之間的電場分布示意圖從圖中可以看出，當晶振布置在PCB中間，或離PCB邊緣較遠時，

，共模輻射越強；而寄生電容實質(zhì)就是晶體與參考地之間的電場分布，當兩者之間電壓恒定時，兩者之間電場分布越多，兩者之間電場強度就越大，寄生電容也會越大，晶體在PCB邊緣與在PCB中間時電場分布如下：圖3：PCB邊緣的晶振與參考接地板之間的電場分布示意圖圖4：PCB中間的晶振與參考接地板之間的電場分布示意圖從圖中可以看出，當晶振布置在PCB中間，或離PCB邊緣較遠時，

IGSS —柵源漏電流 IGSS是指在特定的柵源電壓情況下流過柵極的漏電流 動態(tài)特性 從圖九可以看出功率管的寄生電容分布情況，電容的大小由功率管的結(jié)構(gòu)，材料和所加的電壓決定。這些電容和溫度無關(guān)，所以功率管的開關(guān)速度對溫度不敏感（除閾值電壓受溫度影響產(chǎn)生的次生效應外） 圖9.

7用自舉電路來提供負壓的做法是不常見的，如此一來，就必須注意IGBT的寄生導通。最后，自舉電路也有一些局限性，有些應用如電機驅(qū)動的電機長期工作在低轉(zhuǎn)速大電流場合，下管的開通占空比一直比較小，造成上管的自舉充電不夠，這種情況需要在PWM算法上做特定占空比補償或者獨立電源供應。

吸收電路中電容器的工作特點是高峰值電流占空比小，有效值電流不十分高，與這種電路相似的還有晶閘管逆變器的換相電容器，盡管這種電容器要求的dv/dt 較吸收電容器小，但峰值電流與有效值電流均較大，采用普通電容器在電流方面不能滿足要求。在某些特殊應用中要求儲能電容器反復急促放電，而且放電回路電阻極低、寄生電感很小，在這種場合下只能將吸收電容并聯(lián)使用以保證長期使用的可靠性。

，導致出現(xiàn)共模輻射，寄生電容越大，共模輻射越強；而寄生電容實質(zhì)就是晶體與參考地之間的電場分布，當兩者之間電壓恒定時，兩者之間電場分布越多，兩者之間電場強度就越大，寄生電容也會越大，晶體在PCB邊緣與在PCB中間時電場分布如下： 圖3：PCB邊緣的晶振與參考接地板之間的電場分布示意圖 圖4：PCB中間的晶振與參考接地板之間的電場分布示意圖

寄生參數(shù)分布仿真結(jié)果如圖5所示，經(jīng)驗證與 式（1）和 式（2）的數(shù)據(jù)擬合結(jié)果基本一致。 圖5 寄生參數(shù)分布 由圖4和圖5還可明顯看出各個關(guān)鍵變量對寄生參數(shù)的影響規(guī)律。

2、三維集成電感等效電路模型圖2.1 等效電路模型如圖2.1所示的是電感的單π型等效電路，其中 Cline 為電感金屬線之間的寄生電容，R0 和 L0 分別為金屬線的寄生電阻和寄生電感，Cox為氧化層電容，Rsub 和 Csub 指襯底的寄生電阻和寄生電容。

這主要是IGBT關(guān)斷造成電流變化，導致寄生電感與Snubber電容發(fā)生諧振。ΔV2受到寄生電感及關(guān)斷電流影響。單脈沖( 或雙脈沖) 測試時，可以在母線兩端加Snubber電容，這樣測試中產(chǎn)生的第一個電壓過沖同實際情況基本相同，具有較大的參考價值。第二個電壓過沖受測試系統(tǒng)的母線寄生電感影響，與實際情況差異較大[8]。

◆ Ansys Q3D Extractor是現(xiàn)代電子設(shè)計中的寄生提取工具。Q3D Extractor用于計算電子產(chǎn)品頻率相關(guān)電阻、電感、電容和電導(RLCG)的寄生參數(shù)。它適用于高速電子設(shè)備中設(shè)計先進的電子封裝和連接器。也可用于電力配電、電力電子和電力驅(qū)動系統(tǒng)中使用的大功率母線和功率變換器部件。提取出的寄生參可用于后續(xù)的SI/PI完整性分析，是使用廣泛的參數(shù)提取工具之一。

90°角處的線寬約為141mil，由寄生電容引起的信號延遲約為25ps。此時，90°角將產(chǎn)生非常嚴重的影響。 同時，微波傳輸線總是希望盡量減少信號的損失。90°角處的阻抗不連續(xù)性和外部的寄生電容將導致高頻信號的相位和振幅誤差、輸入和輸出之間的失配，以及可能存在的寄生耦合，從而導致電路性能惡化，影響PCB電路信號的傳輸特性。 關(guān)于90°信號布線，我們的觀點是盡可能避免90°布線。