注意！這些PCB布局陷阱會毀掉你板子

電子設計聯盟

2023年6月13日 16:17

本文羅列了各種不同的設計疏忽，探討了每種失誤導致電路故障的原因，并給出了如何避免這些設計缺陷的建議。本文以FR-4電介質、厚度 0.0625in的雙層PCB為例，電路板底層接地。工作頻率介于315MHz到915MHz之間的不同頻段，Tx和Rx功率介于-120dBm 至+13dBm之間。表1列出了一些可能出現的PCB布局問題、原因及其影響。

表1. 典型的PCB布局問題和影響

Problem	Cause	Effect
LNA/tank circuit arrangement (receiver)	Inductor orientation	RF feedthrough
Degeneration/π-network arrangement (transmitter)	Inductor orientation	RF feedthrough
Shared ground vias between legs of π network	Via parasitics	Feedthrough, RF leakage
Shared ground vias between receiver blocks	Via parasitics	Crosstalk, RF feedthrough, RF leakage
Long traces for decoupling capacitors	Higher-impedance connections	Reduced decoupling
Wide component placement	Increased parasitics, ground loops	Detuning, crosstalk, feedthrough
Colinear traces in the transmitter circuit	Filter bypassing, i.e., power amplifier (PA) directly to antenna	Harmonics radiation
Top-layer copper pours	Parasitic coupling	RF leakage, RF interference
Discontinuous ground plane	Return current concentration	Crosstalk, feedthrough
Crystal connection trace length	Excess capacitance	LO frequency pulling
Crystal connection trace separation	Excess capacitance	LO frequency pulling
Ground plane under crystal pads	Excess capacitance	LO frequency pulling
Planar PCB trace inductors	Poor inductance control

其中大多數問題源于少數幾個常見原因，我們將對此逐一討論。

電感方向

當兩個電感（甚至是兩條PCB走線）彼此靠近時，將會產生互感。 第一個電路中的電流所產生的磁場會對第二個電路中的電流產生激勵（圖1）。這一過程與變壓器初級、次級線圈之間的相互影響類似。當兩個電流通過磁場相互作用時，所產生的電壓由互感LM決定：

式中，YB是向電路B注入的誤差電壓，IA是在電路A作用的電流1。LM對電路間距、電感環路面積（即磁通量）以及環路方向非常敏感。 因此，緊湊的電路布局和降低耦合之間的最佳平衡是正確排列所有電感的方向。

圖1. 由磁力線可以看出互感與電感排列方向有關

對電路B的方向進行調整，使其電流環路平行于電路A的磁力線。為達到這一目的，盡量使電感互相垂直，請參考低功率FSK超外差接收機評估（EV）板（MAX7042EVKIT）的電路布局（圖2）。

該電路板上的三個電感（L3、L1和L2）距離非常近，將其方向排列為0°、45°和 90°，有助于降低彼此之間的互感。

圖2. 圖中所示為兩種不同的PCB布局

其中一種布局的元件排列方向不合理（L1和L3），另一種的方向排列則更為合適。

綜上所述，應遵循以下原則：

電感間距應盡可能遠。
電感排列方向成直角，使電感之間的串擾降至最小。

引線耦合

如同電感排列方向會影響磁場耦合一樣，如果引線彼此過于靠近，也會影響耦合。這種布局問題也會產生所謂的互感。 RF電路最關心問題之一即為系統敏感部件的走線，例如輸入匹配網絡、接收器的諧振槽路、發送器的天線匹配網絡等。

返回電流通路須盡可能靠近主電流通道，將輻射磁場降至最小。這種布局有助于減小電流環路面積。返回電流的理想低阻通路通常是引線下方的接地區域—將環路面積有效限制在電介質厚度乘以引線長度的區域。

但是，如果接地區域被分割開，則會增大環路面積（圖3）。對于穿過分割區域的引線，返回電流將被強制通過高阻通路，大大提高了電流環路面積。這種布局還使電路引線更容易受互感的影響。

圖3. 完整的大面積接地有助于改善系統性能

對于一個實際電感，引線方向對磁場耦合的影響也很大。如果敏感電路的引線必須彼此靠近，最好將引線方向垂直排列，以降低耦合（圖4）。 如果無法做到垂直排列，則可考慮使用保護線。 關于保護線的設計，請參考以下接地與填充處理部分。

圖4. 類似于圖1，表示可能存在的磁力線耦合。

綜上所述，布板時應遵循以下原則：

引線下方應保證完整接地。

敏感引線應垂直排列。

如果引線必須平行排列，須確保足夠的間距或采用保護線。

接地過孔

RF電路布局的主要問題通常是電路的特征阻抗不理想，包括電路元件及其互聯。 引線覆銅層較薄，則等效于電感線，并與鄰近的其它引線形成分布電容。引線穿過過孔時，也會表現出電感和電容特性。

過孔電容主要源于過孔焊盤側的覆銅與地層覆銅之間構成的電容，它們之間由一個相當小的圓環隔開。另外一個影響源于金屬過孔本身的圓柱。寄生電容的影響一般較小，通常只會造成高速數字信號的邊沿變差（本文不對此加以討論）。

過孔的最大影響是相應的互聯方式所引起的寄生電感。 因為RF PCB設計中，大多數金屬過孔尺寸與集總元件的尺寸相同，可利用簡單的公式估算電路過孔的影響（圖5）：

式中，LVIA為過孔的集總電感；h為過孔高度，單位為英寸；d為過孔直徑，單位為英寸2。

圖5. PCB橫截面用于估算寄生影響的過孔結構

寄生電感往往對旁路電容的連接影響很大。理想的旁路電容在電源層與地層之間提供高頻短路， 但是，非理想過孔則會影響地層和電源層之間的低感通路。 典型的 PCB過孔（d = 10 mil、h = 62.5 mil）大約等效于一個1.34nH電感。給定ISM-RF產品的特定工作頻率，過孔會對敏感電路（例如，諧振槽路、濾波器以及匹配網絡等）造成不良影響。

如果敏感電路共用過孔，例如π型網絡的兩個臂，則會產生其它問題。 例如，放置一個等效于集總電感的理想過孔，等效原理圖則與原電路設計有很大區別（圖6）。與共用電流通路的串擾一樣3，導致互感增大，加大串擾和饋通。

圖6. 理想架構與非理想架構比較，電路中存在潛在的“信號通路”

綜上所述，電路布局需要遵循以下原則：

確保對敏感區域的過孔電感建模。

濾波器或匹配網絡采用獨立過孔。

注意，較薄的PCB覆銅會降低過孔寄生電感的影響。

引線長度

Maxim ISM-RF產品的數據資料往往建議使用盡可能短的高頻輸入、輸出引線，從而將損耗和輻射降至最小。 另一方面，這種損耗通常是由于非理想寄生參數引起的，所以寄生電感和電容都會影響電路布局，使用盡可能短的引線有助于降低寄生參數。

通常情況下，10 mil寬、距離地層0.0625in的PCB引線，如果采用的是FR4電路板，則產生大約19nH/in的電感和大約1pF/in的分布電容。對于具有 20nH電感、3pF電容的LAN/混頻器電路，電路、元器件布局非常緊湊時，會對有效元件值造成很大影響。

“Institute for Printed Circuits”中的IPC-D-317A4提供了一個行業標準方程，用于估算微帶線PCB的各種阻抗參數。該文件在2003年被IPC-2251取代 5，后者為各種PCB引線提供更準確的計算方法。 可以通過各種渠道獲得在線計算器，其中大多數都基于IPC-2251提供的方程式。 密蘇里理工大學的電磁兼容性實驗室提供了一個非常實用的PCB引線阻抗計算方法6。

公認的計算微帶線阻抗的標準是：

式中，εr為電介質的介電常數，h為引線距離地層的高度，w為引線寬度，t為引線厚度（圖7）。w/h介于0.1至2.0、εr介于1至15之間時，該公式的計算結果相當準確7。

圖7. 該圖為PCB橫截面（與圖5類似），表示用于計算微帶線阻抗的結構

為評估引線長度的影響，確定引線寄生參數對理想電路的去諧效應更實用。 本例中，我們討論雜散電容和電感。用于微帶線的特征電容標準方程為：

同理，可利用上述方程從方程式

中計算得到特征電感：

舉例說明，假設PCB厚度為0.0625in （h = 62.5 mil），1盎司覆銅引線（t = 1.35 mil），寬度為0.01in （w = 10 mil），采用FR-4電路板。注意，FR-4的εr典型值為4.35法拉/米（F/m），但范圍可從4.0F/m至4.7F/m。本例計算得到的特征值為Z0 = 134Ω，C0 = 1.04pF/in，L0 = 18.7nH/in。

對于ISM-RF設計中，電路板上布局長度為12.7mm （0.5in）的引線，可產生大約0.5pF和9.3nH的寄生參數（圖8）。這一等級的寄生參數對于接收器諧振槽路的影響（LC乘積的變化），可能產生 315MHz ±2%或433.92MHz ±3.5%的變化。由于引線寄生效應所產生的附加電容和電感，使得315MHz振蕩頻率的峰值達到312.17MHz，433.92MHz振蕩頻率的峰值達到426.61MHz。

圖8. 一個緊湊的PCB布局，寄生效應會對電路產生影響

另外一個例子是Maxim的超外差接收機（MAX7042）的諧振槽路，推薦使用的元件在315MHz時為1.2pF和30nH；433.92MHz時為0pF和16nH。利用方程計算諧振電路振蕩頻率：

評估板諧振電路應包括封裝和布局的寄生效應，計算315MHz諧振頻率時，寄生參數分別為7.3pF和7.5pF。注意，LC乘積表現為集總電容。

綜上所述，布板須遵循以下原則：

保持引線長度盡可能短。
關鍵電路盡量靠近器件放置。
根據實際布局寄生效應對關鍵元件進行補償。
少數幾個常見原因4：接地與填充處理#e#

接地與填充處理

接地或電源層定義了一個公共參考電壓，通過低阻通路為系統的所有部件供電。 按照這種方式均衡所有電場，產生良好的屏蔽機制。

直流電流總是傾向于沿著低阻通路流通。同理，高頻電流也是優先流過最低電阻的通路。 所以，對于地層上方的標準PCB微帶線，返回電流試圖流入引線正下方的接地區域。 按照上述引線耦合部分所述，割斷的接地區域會引入各種噪聲，進而通過磁場耦合或匯聚電流而增大串擾（圖9）。

圖9. 盡可能保持地層完整，否則返回電流會引起串擾

填充地也稱為保護線，通常將其用于電路中很難鋪設連續接地區域或需要屏蔽敏感電路的設計（圖10）。通過在引線兩端，或者是沿線放置接地過孔（即過孔陣列），增大屏蔽效應8。 請不要將保護線與設計用來提供返回電流通路的引線相混合，這樣的布局會引入串擾。

圖10. RF系統設計中須避免覆銅線浮空，特別是需要鋪設銅皮的情況下

覆銅區域不接地（浮空）或僅在一端接地時，會制約其有效性。 有些情況下，它會形成寄生電容，改變周圍布線的阻抗或在電路之間產生“潛在”通路，從而造成不利影響。 簡而言之，如果在電路板上鋪設了一塊覆銅（非電路信號走線），來確保一致的電鍍厚度。覆銅區域應避免浮空，因為它們會影響電路設計。

最后，確保考慮天線附近任何接地區域的影響。任何單極天線都將接地區域、走線和過孔作為系統均衡的一部分，非理想均衡布線會影響天線的輻射效率和方向（輻射模板）。 因此，不應將接地區域直接放置在單極PCB引線天線的下方。

綜上所述，應該遵循以下原則：

盡量提供連續、低阻的接地區域。
填充線的兩端接地，并盡量采用過孔陣列。
RF電路附近不要將覆銅線浮空，RF電路周圍不要鋪設銅皮。
如果電路板包括多個地層，信號線從一側過度另一側時，最好鋪設一個接地過孔。

晶體電容過大

寄生電容會使晶振的工作頻率偏離目標值9。因此，須遵循一些常規準則，降低晶體引腳、焊盤、走線或與RF器件連接的雜散電容。

應遵循以下原則：

晶體與RF器件之間的連線盡可能短。
相互之間的走線盡可能保持隔離。
如果并聯寄生電容太大，則去除晶體下方的接地區域。

平面走線電感

不建議使用平面走線或PCB螺旋電感，典型PCB制造工藝具有一定的不精確性，例如寬度、空間容差，從而對元件值精度影響非常大。 因此，大多數受控和高Q值電感均為繞線式。 其次，可以選擇多層陶瓷電感，多層片式電容廠商也提供這種產品。盡管如此，有些設計者還是在不得已的情況下選擇了螺線電感。計算平面螺旋電感的標準公式通常采用惠勒公式10：