同步整流的案例
支持同步整流和異步整流電路拓撲，選擇合適架構的LED驅動控制器-SS8102
由工采電子代理的SS8102是一款專用于燈光照明及投影儀上的LED調光驅動芯片，采用同步降壓整流拓撲結構，具有出色的調光性能，可實現0.01%的PWM調光精度，有效解決低灰度調光閃爍和低亮度調光深度不足的問題。針對低灰度調光特性進行系統運算優化，實現低灰調光無抖動及閃爍問題，使LED有更好的線性度調光特性。PWM及線性調光雙重控制并存，可執行獨立調光電流控制。
SS8102是一款高效率、恒定電流、降壓型同步半橋DC驅動芯片，較大輸出電流能力達25A，PWM調光分辨率超過100K：1；支持8V-65V的輸入電壓范圍，恒流誤差控制在4%以內；通過DIM管腳輸入PWM信號，可靈活實現對LED的調光控制。
SS8102采用遲滯式恒定關斷時間的工作模式，無需外部補償設計。較大簡化外部器件，其輸出電流能力既可以通過不同阻值的外接電阻（Rcs）調整，也可以通過調節模擬調光控制引腳IADJ上的電壓來實現。電流能力可達25A。通過DIM管腳輸入PWM信號來靈活實現對LED的調光控制。
SS8102有同步模式和異步模式兩種工作模式可供選擇，客戶可以根據自己的需求來靈活設計。SS8102具有良好的線性度和穩定的恒流特性，可以精確調光并在惡劣供電條件下穩定工作。
SS8102還具備一系列保護功能，包括欠壓鎖定保護、過熱保護、LED開路與短路保護、輸出欠壓保護等，確保系統在各種惡劣條件下穩定工作，保證系統在大電流運行時的穩定性。
負載開路保護：當LED開路時，SS8102的輸出電壓被鉗制在VIN電壓，可以很好的保護芯片不被損壞。
采樣回路開路保護及短路保護：
開路保護：當VINA電壓高過UVLO閾值后，芯片被使能之前，RCS電阻開路保護檢測電路開啟并檢測RCS電阻是否開路，如果電阻開路，芯片將被關機。
展開 超暴力拆解小米120W氮化鎵充電器：支離破碎中尋找國產芯
兩顆同型號的整流橋用于均攤散熱；
矽力杰PFC控制器（SY5072B），運行在臨界模式，采用恒定導通時間運行，內置的升壓轉換器采用準諧振開關以獲得高效率及優化EMI性能；
納微半導體PFC升壓開關管（NV6134），集成度非常高，不僅集成了功率芯片，還包括了保護電路，驅動電路和邏輯電路，散熱溫控以及轉化效率都非常好；
用于PFC整流的快速恢復二極管（ES5JCR）；
初級側的反激準諧振PWM控制器是安森美的 NCP1342，支持寬范圍Vcc供電、支持外接熱敏電阻進行過熱保護和多重完善的保護功能。旁邊有一顆熱敏電阻，用于檢測充電器溫度，進行過熱保護。
兩顆EL億光光耦，用于輸出電壓反饋及調節。
英集芯USB PD協議芯片（IP2729），內置集成了USB PD、QC3.0快充以及小米120W秒充協議，功能十分強大。不過這個最大的120W功率輸出只能基于小米私有協議，也就是說，其它的手機或者設備在使用USP PD快充協議下最大功率只有65W。
威兆半導體的輸出VBUS開關管（VS3698AE），NMOS，耐壓30V，導阻3mΩ。
然后再來看平面變壓器小板上的一些元器件。
一顆納微半導體的氮化鎵開關管（NV6134）；
MPS的同步整流控制器（MP6908A），最高工作頻率600KHz，支持DCM，CCM和QR以及ACF工作模式，支持標準電壓和邏輯電壓驅動的同步整流管。同步整流管同樣是威兆半導體的NMOS（VSP003N10H） ，支持10V邏輯電壓驅動，耐壓100V，導阻3.8mΩ。
展開 干貨｜設計一個電源，該如何考慮選擇拓撲？
我們假定整流器的正向壓降與輸出電壓相比很小。要是最小負載電流為零，你必須進入斷續模式。
在實際電源設計時，一般電源有空載要求，又不允許電感體積太大，在輕載時肯定斷續，在這種情況下，有時設置假負載，并當負載電流超過使假負載斷開，否則可能引起閉環控制的穩定性問題，應當仔細設計反饋補償網絡。
同步整流是一個例外。變換器應用同步整流總是連續模式，沒有最小電感要求。
09
同步整流
在現今許多低輸出電壓應用場合，變換器效率比成本更（幾乎）重要。從用戶觀點來說，比較貴的但高效率的變換器實際上是便宜的。如果一臺計算機電源效率低，真正計算時間常常很少，而待機時間很長，將花費更多的電費。
如果效率很重要，就要考慮采用同步整流技術。即輸出整流采用MOSFET。當今可買到許多IC驅動芯片既能驅動場效應管，也能很好驅動同步整流器。
采用同步整流的另一個理由是它將電流斷續模式工作的變換器轉變為電流連續工作模式。這是因為即使沒有負載，電流可以在兩個方向流通（因為MOSFET可以在兩個方向導通）。運用同步整流，解除了你對模式改變的擔心（模式改變可能引起變換器的不穩定）和保證連續的最小電感要求。
圖4（a）：二極管整流變換器和（b）：同步整流變換器
同步整流一個問題這里值得提一下。主開關管在同步整流導通前關斷，反之亦然。
展開 干貨 | 實用解析: 電源損耗的評估與計算
在同步整流中，高邊開關導通時低邊開關會關斷，低邊導通時高邊會關斷。開關節點波形的紅色部分表示流過IONH，藍色部分表示流過IONL。也就是說，這期間流過MOSFET的電流和MOSFET的導通電阻帶來的功率損耗成為各自的傳導損耗。以下為計算公式示例。
可以看出，結果是根據歐姆定律，I2、R乘以導通期間后的值。電流模型使用了平均電流Io。
順便提一下，在二極管整流（非同步整流）的情況下，同步整流的低邊MOSFET僅成為二極管，因此可以用同樣的思路來求損耗。二極管中沒有“導通電阻”這個參數，因此根據正向電壓Vf計算。在這里由于電壓（Vf）是已知的，因此可以通過V、I來計算。另外，當開關為雙極晶體管時，也可以按照和二極管相同的思路根據VCE來計算。
在實際的計算中重要的是：導通電阻的值根據Io值中的導通電阻來計算。一般情況下在MOSFET的技術規格書中會給出導通電阻RDS(ON)和IDS的曲線圖，可以利用這些數據。二極管的Vf和雙極晶體管的VCE也同樣可以使用技術規格書中給出的數據。
同步整流降壓轉換器死區時間的損耗
? 死區時間損耗
死區時間損耗是指在死區時間中因低邊開關（MOSFET）體二極管的正向電壓和負載電流而產生的損耗。在這里使用Pdead_time這個符號來表示。
同步整流方式是高邊開關和低邊開關交替ON/OFF。理想的開關狀態是兩邊的開關不會同時ON或同時OFF。然而在實際運行過程中這種理想狀態是很難的，而且，為了安全運行還特意設置了兩邊開關同時OFF的期間。將這個期間稱為“死區時間”。
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收藏! 超實用萬字解析: 電源損耗的評估與計算
在同步整流中，高邊開關導通時低邊開關會關斷，低邊導通時高邊會關斷。開關節點波形的紅色部分表示流過IONH，藍色部分表示流過IONL。也就是說，這期間流過MOSFET的電流和MOSFET的導通電阻帶來的功率損耗成為各自的傳導損耗。以下為計算公式示例。
可以看出，結果是根據歐姆定律，I2、R乘以導通期間后的值。電流模型使用了平均電流Io。
順便提一下，在二極管整流（非同步整流）的情況下，同步整流的低邊MOSFET僅成為二極管，因此可以用同樣的思路來求損耗。二極管中沒有“導通電阻”這個參數，因此根據正向電壓Vf計算。在這里由于電壓（Vf）是已知的，因此可以通過V、I來計算。另外，當開關為雙極晶體管時，也可以按照和二極管相同的思路根據VCE來計算。
在實際的計算中重要的是：導通電阻的值根據Io值中的導通電阻來計算。一般情況下在MOSFET的技術規格書中會給出導通電阻RDS(ON)和IDS的曲線圖，可以利用這些數據。二極管的Vf和雙極晶體管的VCE也同樣可以使用技術規格書中給出的數據。
同步整流降壓轉換器死區時間的損耗
? 死區時間損耗
死區時間損耗是指在死區時間中因低邊開關（MOSFET）體二極管的正向電壓和負載電流而產生的損耗。在這里使用Pdead_time這個符號來表示。
同步整流方式是高邊開關和低邊開關交替ON/OFF。理想的開關狀態是兩邊的開關不會同時ON或同時OFF。然而在實際運行過程中這種理想狀態是很難的，而且，為了安全運行還特意設置了兩邊開關同時OFF的期間。將這個期間稱為“死區時間”。
展開 干貨｜解析電源損耗的評估與計算
在同步整流中，高邊開關導通時低邊開關會關斷，低邊導通時高邊會關斷。開關節點波形的紅色部分表示流過IONH，藍色部分表示流過IONL。也就是說，這期間流過MOSFET的電流和MOSFET的導通電阻帶來的功率損耗成為各自的傳導損耗。以下為計算公式示例。
可以看出，結果是根據歐姆定律，I2、R乘以導通期間后的值。電流模型使用了平均電流Io。
順便提一下，在二極管整流（非同步整流）的情況下，同步整流的低邊MOSFET僅成為二極管，因此可以用同樣的思路來求損耗。二極管中沒有“導通電阻”這個參數，因此根據正向電壓Vf計算。在這里由于電壓（Vf）是已知的，因此可以通過V、I來計算。另外，當開關為雙極晶體管時，也可以按照和二極管相同的思路根據VCE來計算。
在實際的計算中重要的是：導通電阻的值根據Io值中的導通電阻來計算。一般情況下在MOSFET的技術規格書中會給出導通電阻RDS(ON)和IDS的曲線圖，可以利用這些數據。二極管的Vf和雙極晶體管的VCE也同樣可以使用技術規格書中給出的數據。
同步整流降壓轉換器死區時間的損耗
? 死區時間損耗
死區時間損耗是指在死區時間中因低邊開關（MOSFET）體二極管的正向電壓和負載電流而產生的損耗。在這里使用Pdead_time這個符號來表示。
同步整流方式是高邊開關和低邊開關交替ON/OFF。理想的開關狀態是兩邊的開關不會同時ON或同時OFF。
展開 干貨 | 詳解3種經典拓撲（附電路圖、計算公式）
建議使用與未組合降壓和升壓功率級相同的電流限制的同步整流器。
您需要為升壓級設計降壓-升壓轉換器的補償網絡，因為RHPZ會限制穩壓器帶寬。
詳解3種經典拓撲（附電路圖、計算公式）
具有兩個開關的降壓-升壓轉換器適用于50W至100W之間的功率范圍（如LM5118），同步整流功率可達400W（與LM5175相同）。建議使用與未組合降壓和升壓功率級相同的電流限制的同步整流器。
您需要為升壓級設計降壓-升壓轉換器的補償網絡，因為RHPZ會限制穩壓器帶寬。
智芯文庫 | MOSFET的驅動技術詳細解剖！
如果用IC直接驅動變壓器，那么需要注意：
同步整流驅動，需要注意邏輯的問題
同步整流2個管子的驅動關系為互補，但是當主管長時間關斷的時候，整流管就會出現長時間導通的情況。
所以在關機的時候，不能簡單的把主管驅動信號置低，而要同時把整流管的驅動信號也置低。
MOS的并聯驅動，并聯驅動要盡量保證每個管子的驅動線對稱。
來源：面包板社區
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干貨｜詳解開關電源8大損耗
為了解決這一問題，可以選擇低導通電阻RDS(ON)的MOSFET實現同步控制架構。用MOSFET 取代二極管(對比圖1 和圖2 電路)，它與電源的主MOSFET 同步工作，所以在交替切換的過程中，保證只有一個導通。導通的二極管由導通的MOSFET 所替代，二極管的高導通壓降VF 被轉換成MOSFET 的低導通壓降(MOSFET RDS(ON) × I)，有效降低了二極管的傳導損耗。當然，同步整流與二極管相比也只是降低了MOSFET 的壓降，另一方面，驅動同步整流MOSFET 的功耗也不容忽略。IC數據資料 以上討論了影響開關電源效率的兩個重要因素(MOSFET 和二極管)。回顧圖 1 所示降壓電路，從數據資料中可以獲得影響控制器IC 工作效率的主要因素。首先，開關元件集成在IC 內部，可以節省空間、降低寄生損耗。其次，使用低導通電阻RDS(ON)的MOSFET，在小尺寸集成降壓IC (如MAX1556)中，其NMOS 和PMOS 的導通電阻可以達到0.27Ω (典型值)和0.19Ω (典型值)。最后，使用的同步整流電路。對于500mA 負載，占空比為50%的開關電路，可以將低邊開關(或二極管)的損耗從225mW (假設二極管壓降為 1V)降至 34mW。合理選擇SMPS IC 合理選擇 SMPS IC的封裝、控制架構，并進行合理設計，可以有效提高轉換效率。
4、集成功率開關
功率開關集成到IC 內部時可以省去繁瑣的MOSFET 或二極管選擇，而且使電路更加緊湊，由于降低了線路損耗和寄生效應，可以在一定程度上提高效率。
展開 干貨 | 詳細講解開關電源八大處損耗
為了解決這一問題，可以選擇低導通電阻RDS(ON)的MOSFET實現同步控制架構。用MOSFET 取代二極管(對比圖1 和圖2 電路)，它與電源的主MOSFET 同步工作，所以在交替切換的過程中，保證只有一個導通。導通的二極管由導通的MOSFET 所替代，二極管的高導通壓降VF 被轉換成MOSFET 的低導通壓降(MOSFET RDS(ON) × I)，有效降低了二極管的傳導損耗。當然，同步整流與二極管相比也只是降低了MOSFET 的壓降，另一方面，驅動同步整流MOSFET 的功耗也不容忽略。IC數據資料 以上討論了影響開關電源效率的兩個重要因素(MOSFET 和二極管)。回顧圖 1 所示降壓電路，從數據資料中可以獲得影響控制器IC 工作效率的主要因素。首先，開關元件集成在IC 內部，可以節省空間、降低寄生損耗。其次，使用低導通電阻RDS(ON)的MOSFET，在小尺寸集成降壓IC (如MAX1556)中，其NMOS 和PMOS 的導通電阻可以達到0.27Ω (典型值)和0.19Ω (典型值)。最后，使用的同步整流電路。對于500mA 負載，占空比為50%的開關電路，可以將低邊開關(或二極管)的損耗從225mW (假設二極管壓降為 1V)降至 34mW。合理選擇SMPS IC 合理選擇 SMPS IC的封裝、控制架構，并進行合理設計，可以有效提高轉換效率。
04
集成功率開關
功率開關集成到IC 內部時可以省去繁瑣的MOSFET 或二極管選擇，而且使電路更加緊湊，由于降低了線路損耗和寄生效應，可以在一定程度上提高效率。根據功率等級和電壓限制，可以把MOSFET、二極管(或同步整流MOSFET)集成到芯片內部。
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GaN/氮化鎵65W（1A2C）PD快充電源方案
近期美闊電子推出了一款全新的氮化鎵65W（1A2C）PD快充充電器方案，該方案采用同系列控制單晶片：QR一次側控制IC驅動MTCD-mode GaN FET(MGZ31N65-650V)、二次側同步整流控制IC及PD3.0協議IC)可達到最佳匹配。
GaN/氮化鎵作為第三代半導體材料經常被用在PD快充里面；氮化鎵（GaN）擁有極高的穩定性，將GaN用于充電器的整流管后，能降低開關損耗和驅動損耗，提升開關頻率，附帶地降低廢熱的產生，進而減小元器件的體積同時能提高效率。
一、方案概述：
尺寸設計：60mm*60mm*30mm
輸出規格：5V/3A, 9V/3A, 15V/3A, 20V/3.25A
輸入電壓：90-264 Vac @ 60/50Hz
輸出接口：USB-PD C型式,A型式
低待機功耗：空載損耗低于50mW
高效率：輸出20V重載時可達91.62%效率及功率密度可達1.5W/cm3
供電范圍：二次側同步整流控制IC及PD3.0協議IC
二、芯片特性：
MGZ31N65芯片內部集成650V耐壓，250mΩ導阻的氮化鎵開關管；內置驅動器以及復雜的邏輯控制電路;支持輸出過壓保護，支持變壓器磁飽和保護，支持芯片供電過壓保護，支持過載保護，支持輸出電壓過壓保護，支持片內過熱保護，支持電流取樣電阻開路保護，具有低啟動電流。
展開 65W氮化鎵（GaN)充電頭PD快充方案
65W快充是目前快充市場出貨的主流規格；氮化鎵具有高可靠性，能夠承受短時間過壓；將GaN用于充電器的整流管后，能降低開關損耗和驅動損耗，提升開關頻率，附帶地降低廢熱的產生，進而減小元器件的體積同時能提高效率。
充電頭的工作原理：是將220v交流電轉化為直流電，在通過變頻的方式，將220V交流電變為5v直流電，從而為手機充電。上一代的充電頭材料是SI材料，現在更換為GAN材料。所以，氮化鎵充電頭，只是把以前的SI材料的充電頭中的SI材料，換為GAN。
因為現在科技更新越來越快，對于手機的依賴越來越高，同時電池的容量也越來越大，對于快速充電的需求也明顯加大，所以對于尋求新材料應對如今快速充電也是急需面臨的事情。
推薦一款來自臺灣美祿的快充電源設計方案，本電源模塊是65W1A2C界面，其輸出電壓由協議IC可以控制5V/3A, 9V/3A, 15V/3A, 20V/3.25A等電壓輸出，使用QR/DCM反馳式電路架構于輸出20V重載時可達91.62%效率及功率密度可達1.5W/cm3，本系統采用同系列控制單晶片：QR一次側控制IC驅動MTC D-mode GaN FET(MGZ31N65-650V)、二次側同步整流控制IC及PD3.0協議IC)可達到較佳匹配。
該方案能夠有效降低寄生參數對高頻開關的影響，獲得更高的轉換效率和更優秀的可靠性；實現“更高效率，更大功率，更小體積，更低發熱。”采用了智能溫控技術做到了“大功率下更小體積、更好溫控”支持多種充電模式，對不同的設備功率略有不同，USB-C接口實際較大輸出功率為65W。
展開 干貨｜萬字講解開關電源八大損耗
為了解決這一問題，可以選擇低導通電阻RDS(ON)的MOSFET實現同步控制架構。用MOSFET 取代二極管(對比圖1 和圖2 電路)，它與電源的主MOSFET 同步工作，所以在交替切換的過程中，保證只有一個導通。導通的二極管由導通的MOSFET 所替代，二極管的高導通壓降VF 被轉換成MOSFET 的低導通壓降(MOSFET RDS(ON) × I)，有效降低了二極管的傳導損耗。
當然，同步整流與二極管相比也只是降低了MOSFET 的壓降，另一方面，驅動同步整流MOSFET 的功耗也不容忽略。IC數據資料 以上討論了影響開關電源效率的兩個重要因素(MOSFET 和二極管)。
回顧圖 1 所示降壓電路，從數據資料中可以獲得影響控制器IC 工作效率的主要因素。
首先，開關元件集成在IC 內部，可以節省空間、降低寄生損耗。其次，使用低導通電阻RDS(ON)的MOSFET，在小尺寸集成降壓IC (如MAX1556)中，其NMOS 和PMOS 的導通電阻可以達到0.27Ω (典型值)和0.19Ω (典型值)。最后，使用的同步整流電路。
對于500mA 負載，占空比為50%的開關電路，可以將低邊開關(或二極管)的損耗從225mW (假設二極管壓降為 1V)降至 34mW。合理選擇SMPS IC 合理選擇 SMPS IC的封裝、控制架構，并進行合理設計，可以有效提高轉換效率。
展開 四川美闊推出：65W-1A2C接口氮化鎵（GaN)PD快充電源方案
65W快充是目前快充市場出貨的主流規格；氮化鎵具有高可靠性，能夠承受短時間過壓；將GaN用于充電器的整流管后，能降低開關損耗和驅動損耗，提升開關頻率，附帶地降低廢熱的產生，進而減小元器件的體積同時能提高效率。
近期美闊電子推出了一款全新的氮化鎵65W（1A2C）PD快充充電器方案，該方案采用同系列控制單晶片：QR一次側控制IC驅動MTCD-mode GaN FET(MGZ31N65-650V)、二次側同步整流控制IC及PD3.0協議IC)可達到適優匹配。
1A2C-65W氮化鎵（GaN）快充方案，快充方案支持90~264V寬輸入電壓，輸出支持5V/3A，9V/3A，12V/3A，15V/3A，20V/3.25A，內置MGZ31N65-650V氮化鎵開關管；采用PD3.0協議IC。
該方案能夠有效降低寄生參數對高頻開關的影響，獲得更高的轉換效率和更優秀的可靠性；實現“更高效率，更大功率，更小體積，更低發熱。”采用了智能溫控技術做到了“大功率下更小體積、更好溫控”支持多種充電模式，對不同的設備功率略有不同，USB-C接口實際較大輸出功率為65W。
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