特征阻抗的案例
使用Q2D分析影響差分線特征阻抗的因素 ￥0.5
或者說有哪些因素會影響到差分線的特征阻抗？
對于均勻（橫截面相同、介質材料的電特性固定）的傳輸線來說，在不考慮損耗（含介質損耗和導體損耗）的情況下，其特征阻抗可用公式來計算。大家如果能緊緊抓住這個公式，分清楚哪些因素會影響寄生電感L、哪些因素會影響寄生電容C，那么差分阻抗的問題就一目了然， 比如介電常數肯定影響的是電容C，介電常數越大，電容越大，那么特征阻抗就會減小。
先來看一個用polar SI9000計算的差分特征阻抗截圖，當前計算的差分阻抗為100.67ohm，其中影響特征阻抗的因素有9個，各參數對L和C分別有啥影響？大家如果不是很清楚，可以借助了ANSYS Q2D軟件來進行分析。
Q2D軟件為二維準靜態場求解器，主要用來提取橫截面均勻的傳輸線（不限于傳輸線，在較短的長度范圍內，如果結構的橫截面不變化，同樣可以用Q2D來確定該小段的特性阻抗）的RLGC寄生參數和特性阻抗等，操作非常簡單，也注定Q2D的功能也相對單一些。
展開 阻抗匹配，最強介紹
有時阻抗不匹配還有另外一層意思，例如一些儀器輸出端是在特定的負載條件下設計的，如果負載條件改變了，則可能達不到原來的性能，這時我們也會叫做阻抗失配。
在高頻電路中，我們還必須考慮反射的問題。當信號的頻率很高時，則信號的波長就很短，當波長短得跟傳輸線長度可以比擬時，反射信號疊加在原信號上將會改變原信號的形狀。如果傳輸線的特征阻抗跟負載阻抗不相等（即不匹配）時，在負載端就會產生反射。為什么阻抗不匹配時會產生反射以及特征阻抗的求解方法，牽涉到二階偏微分方程的求解，在這里我們不細說了，有興趣的可參看電磁場與微波方面書籍中的傳輸線理論。傳輸線的特征阻抗（也叫做特性阻抗）是由傳輸線的結構以及材料決定的，而與傳輸線的長度，以及信號的幅度、頻率等均無關。
實際中是如何解決這個問題的呢？不知道大家有沒有留意到，電視機的附件中，有一個300Ω到75Ω的阻抗轉換器（一個塑料封裝的，一端有一個圓形的插頭的那個東東，大概有兩個大拇指那么大）。它里面其實就是一個傳輸線變壓器，將300Ω的阻抗，變換成75Ω的，這樣就可以匹配起來了。這里需要強調一點的是，特性阻抗跟我們通常理解的電阻不是一個概念，它與傳輸線的長度無關，也不能通過使用歐姆表來測量。影響特征電阻的因素有很多，比如倒顯得材料和導線與地板之間的距離。為了不產生反射，負載阻抗跟傳輸線的特征阻抗應該相等，這就是傳輸線的阻抗匹配，如果阻抗不匹配會有什么不良后果呢？如果不匹配，則會形成反射，能量傳遞不過去，降低效率；會在傳輸線上形成駐波（簡單的理解，就是有些地方信號強，有些地方信號弱），導致傳輸線的有效功率容量降低；功率發射不出去，甚至會損壞發射設備。如果是電路板上的高速信號線與負載阻抗不匹配時，會產生震蕩，輻射干擾等。
當阻抗不匹配時，有哪些辦法讓它匹配呢？
展開 CAN總線的終端電阻為什么常用120Ω
什么是阻抗？在電學中，常把對電路中電流所起的阻礙作用叫做阻抗。阻抗單位為歐姆，常用Z表示，是一個復數Z= R+i( ωL–1/（ωC）)。具體說來阻抗可分為兩個部分，電阻（實部）和電抗（虛部）。其中電抗又包括容抗和感抗，由電容引起的電流阻礙稱為容抗，由電感引起的電流阻礙稱為感抗。這里的阻抗是指Z的模。
任何一根線纜的特征阻抗都可以通過實驗的方式得出。線纜的一端接方波發生器，另一端接一個可調電阻，并通過示波器觀察電阻上的波形。調整電阻阻值的大小，直到電阻上的信號是一個良好的無振鈴的方波:阻抗匹配與信號完整性，此時的電阻值可以認為與線纜的特征阻抗一致。
采用兩根汽車使用的典型線纜，將它們扭制成雙絞線，就可根據上述方法得到特征阻抗大約為120Ω，這也是CAN標準推薦的終端電阻阻值，所以這個120Ω是測出來的，不是算出來的，都是根據實際的線束特性進行計算得到的。當然在ISO 11898-2這個標準里面也是有定義的。
為什么功率還要選0.25W？
這個就要結合一些故障狀態也計算，汽車ECU的所有接口都需要考慮短路到電源和短路到地的情況，所以我們也需要考慮CAN總線的節點短路到電源的情況，根據標準需要考慮短路到18V的情況，假設CANH短路到18V，電流會通過終端電阻流到CANL上，而CANL內部由于限流的原因，最大注入電流為50mA（TJA1145的規格書上標注），這時候120Ω電阻的功率就是50mA*50mA*120Ω=0.3W。考慮到高溫情況下的降額，終端電阻的功率就是0.5W。
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三、提高信號質量
信號在較高的轉換速率情況下，信號邊沿能量遇到阻抗不匹配時，會產生信號反射；傳輸線纜橫截面的幾何結構發生變化，線纜的特征阻抗會隨之變化，也會造成反射。
能量發生反射時，導致反射的波形與原來的波形進行疊加，就會產生振鈴。
在總線線纜的末端，阻抗急劇變化導致信號邊沿能量反射，總線信號上會產生振鈴，若振鈴幅度過大，就會影響通信質量。在線纜末端增加一個與線纜特征阻抗一致的終端電阻，可以將這部分能量吸收，避免振鈴的產生。
別人進行了一個模擬試驗（圖片都是我抄過來的），位速率為1Mbit/s，收發器CANH、CANL接一根10m左右的雙絞線，收發器端接120Ω電阻保證隱性轉換時間，末端不加負載。末端信號波形如圖所示，信號上升沿出現了振鈴。
若雙絞線末端增加一個120Ω的電阻，末端信號波形明顯改善，振鈴消失。
一般在直線型拓撲中，線纜兩端即是發送端，也是接收端，故線纜兩端需各加一個終端電阻。
而在實際應用過程中，CAN總線一般都不是完美的總線式的設計，很多時候是總線型和星型的混合結構，這個時候一般都將CAN終端電阻布置在線束最遠的兩端，來盡量的模擬CAN總線的標準結構。
為什么選120Ω？
什么是阻抗？在電學中，常把對電路中電流所起的阻礙作用叫做阻抗。阻抗單位為歐姆，常用Z表示，是一個復數Z= R+i( ωL–1/（ωC）)。具體說來阻抗可分為兩個部分，電阻（實部）和電抗（虛部）。其中電抗又包括容抗和感抗，由電容引起的電流阻礙稱為容抗，由電感引起的電流阻礙稱為感抗。這里的阻抗是指Z的模。
任何一根線纜的特征阻抗都可以通過實驗的方式得出。線纜的一端接方波發生器，另一端接一個可調電阻，并通過示波器觀察電阻上的波形。
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CAN總線的終端電阻一定要120Ω嗎？
什么是阻抗？在電學中，常把對電路中電流所起的阻礙作用叫做阻抗。阻抗單位為歐姆，常用Z表示，是一個復數Z= R+i( ωL–1/（ωC）)。具體說來阻抗可分為兩個部分，電阻（實部）和電抗（虛部）。其中電抗又包括容抗和感抗，由電容引起的電流阻礙稱為容抗，由電感引起的電流阻礙稱為感抗。這里的阻抗是指Z的模。
任何一根線纜的特征阻抗都可以通過實驗的方式得出。線纜的一端接方波發生器，另一端接一個可調電阻，并通過示波器觀察電阻上的波形。調整電阻阻值的大小，直到電阻上的信號是一個良好的無振鈴的方波，此時的電阻值可以認為與線纜的特征阻抗一致。
采用兩根汽車使用的典型線纜，將它們扭制成雙絞線，就可根據上述方法得到特征阻抗大約為120Ω，這也是CAN標準推薦的終端電阻阻值，所以這個120Ω是測出來的，不是算出來的，都是根據實際的線束特性進行計算得到的。當然在ISO 11898-2這個標準里面也是有定義的。
為什么功率還要選0.25W？
這個就要結合一些故障狀態來計算，汽車ECU的所有接口都需要考慮短路到電源和短路到地的情況，所以我們也需要考慮CAN總線的節點短路到電源的情況，根據標準需要考慮短路到18V的情況，假設CANH短路到18V，電流會通過終端電阻流到CANL上，而CANL內部由于限流的原因，最大注入電流為50mA（TJA1145的規格書上標注），這時候120Ω電阻的功率就是50mA*50mA*120Ω=0.3W。
展開 趣談基本傳輸線結構演變
兩個小注意事項：
與特征阻抗有關的RLGC，都指的是集總值，也就是單位長度的值，比如單位長度的電容pF/m，如果在Q2D中就是lumpd RLGC；
要看傳輸線的空間電磁場分布，只可以在Q2D或者HFSS中，Q3D不支持空間場plot，因為Q3D里面沒有輻射的概念，它仿真的是電小尺寸結構，也即是輻射效率超級超級低的結構。
T-Solution虛擬技術解決方案（1）
MultiMatch還擁有強大的阻抗匹配綜合與振蕩器分析能力（振蕩器分析功能包含在擴展的MultiMatch Dos版本中）。MultiMatch非常實用，足以解決實際的設計問題；同時也非常通用，足以用作高端研究和開發工具。MultiMatch可用于綜合窄帶或寬帶放大器以獲得低噪聲和/或高功率（高動態范圍）。
2 寬帶阻抗匹配網絡設計及布線向導（MultiMatch IMW）
可用于集總元件、分布式或混合集總/分布式匹配網絡的綜合。可以綜合等線長和不等線長網絡。設計不等線長網絡時，線寬由用戶設置，線長作為變量。設計等線長網絡時，線長固定，而線寬作為設計變量。這兩種網絡都可以在輸入和輸出端口增加連接線以確保所綜合的網絡能等效地開始和結束于串聯元件。這兩種網絡也都支持通過單過孔或小電感（引線）來終端短路小短線的選項。 MultiMatch IMW（Impedance-Matching Wizard）提供直到微帶級的高質量寬帶匹配網絡設計能力。專家匹配技術將為您在設計中帶來不同的體驗。
Mosaic軟件特點
綜合等線長網絡時，主傳輸線、開路小短線和短路小短線可以設置不同長度綜合等線長網絡時，必須設置最低和最高特征阻抗的允許值，并且設置等線長傳輸線的長度（變化的特征阻抗、固定的線長）綜合不等線長網絡時，分布式求解結果中采用固定的特征阻抗或線寬（變化的線長）。綜合混合集總/分布式網絡（不等線長）時，仍然采用分布式綜合方法，但是只要所需值滿足約束條件，就可以通過采用電感器和/或電容器而縮短線長。綜合混合集總/分布式網絡（不等線長）時，可以設置集總元件的焊盤。所用電容器的寄生電感也可在Mosaic 中提供分布式/微帶式方案所需參數的設置向導。
展開 HFSS高性能平行耦合微帶帶通濾波器設計與仿真攻略
兩根微帶線通過接底層產生了耦合效應，隨之產生了奇模和偶模特征阻抗。平行耦合帶通濾波器通過級聯平行耦合線元件得到。
圖2.1 平行耦合微帶線結構圖
平行耦合帶通濾波器的相對帶寬 BW 與中心頻率 、上邊頻 和下邊頻 有關，而奇模和偶模特征阻抗由低通濾波器參數 g、濾波器輸入輸出端口特征阻抗 Zo和耦合單元組成。可由以下公式得到：
式中
和
分別為奇模和偶模的特性阻抗，i,i+1表示耦合段單元。
平行耦合帶通濾波器參數計算與設計
本節中所設計的平行耦合帶通濾波器指標如下表所示：
根據表中濾波器指標，選擇0.1dB紋波的切比雪夫濾波器來設計，階數為5階。對應低通濾波器原型參數可以通過查表獲取：
那么依據公式可求得奇偶模特征阻抗，如表2.2所示。
同時可以使用ADS中的Linecalca工具可以通過奇偶模阻抗計算出耦合微帶線的各節尺寸參數，每節耦合微帶線尺寸如表2.3所示。
圖2.2 耦合微帶線計算工具
這里選用Rogers 5880T高頻板材來對濾波器進行設計，介電常數 損耗正切TanD=0.0009，導體層厚度T=0.035mm。原理圖和S參數如圖2.3和圖2.4所示。
展開 干貨｜射頻和數模電路PCB一般布局設計指南
走線的寬度、電介質層的厚度以及電介質的類型決定特征阻抗(通常為50Ω或75Ω)。
帶狀線
這種線包括內層固定寬度的走線，和上方和下方的接地區域。導體可位于接地區域中間(圖2)或具有一定偏移(圖3)。這種方法適合內層的射頻走線。
共面波導(接地)
共面波導提供鄰近射頻線之間以及其它信號線之間較好的隔離(端視圖)。這種介質包括中間導體以及兩側和下方的接地區域(圖4)。
建議在共面波導的兩側安裝過孔“柵欄”，如圖5所示。該頂視圖提供了在中間導體每側的頂部金屬接地區域安裝一排接地過孔的示例。頂層上引起的回路電流被短路至下方的接地層。
特征阻抗
有多種計算工具（推薦通過 PCB特征阻抗計算神器Polar SI9000）可用于正確設置信號導體線寬，以實現目標阻抗。然而，在輸入電路板層的介電常數時應小心。典型PCB外基板層包含的玻璃纖維成分小于內層，所以介電常數較低。例如，FR4材質介電常數一般為εR = 4.2，而外基板(半固化板)層一般為εR = 3.8。
展開 關于RS-485總線，這篇寫的不錯
這是由于RS-485采用雙絞線傳輸，標準規定的雙絞線的差分特征阻抗在100Ω至150Ω之間。RS-485標準制定者選擇120Ω作為標稱特征阻抗。
假定信號自左邊站點發出，如果沒有端接，信號在線路上傳輸其阻抗是連續的，但是到達右側的時候則，等效阻抗變成了接收電路的輸入阻抗，比如是12kΩ，阻抗不連續了，阻抗突變！信號的一部分能量就會按照原路徑返回，如返回回去的信號由于容抗及感抗，就會產生相差。反射回去的信號與原信號疊加在一起。這樣就會造成通信發生錯誤，嚴重的時候，通信就無法正確進行。
要想更深入的了解背后的原理，可以去學習一下傳輸線理論。
或許做過Profibus DP（物理層也是采用的RS-485）的朋友會說，你看profibus DP為什么推薦的終端匹配電路是下面這樣的呢？
其實是因為Profibus DP采用的通信介質其標稱特征阻抗不一樣。所以實際工程應用的時候則會有小的差異。
在TI的資料上看到這樣一個端接接法：
在噪聲比較嚴重的場合，建議使用右邊的端接方案，利用兩個60Ω電阻以及220pF電容形成低通濾波器，將增加線路的抗噪聲能力。
在實際工程布線的時候，如果遇到噪聲比較嚴重的時候，一方面可以利用示波器查看總線信號質量，在將端接方式做一些小的調整。
接口設計
RS-485收發器芯片很多芯片公司都提供，比如TI,Microchip 等廠家都有，選擇接口芯片的時候需要考慮，芯片的供電電壓輸入邏輯是否與使用的單片機/DSP的電平兼容，另外就是前面提到的其接收電路的阻抗是否是符合RS-485標準輸入阻抗的。如果不是的，那么在考慮網絡部署的時候，所能帶的負載數量就有可能需要做調整。
展開 干貨 | 阻抗控制在50歐，串個小電阻能解決嗎?
為什么要做阻抗匹配
根據我們要達到的不同目的，阻抗匹配也可以有不同的理解。比如說一個直流或低頻信號源，通過導線連至負載，如果我們的目的是讓負載得到最大功率，在這種情況下，導線的電阻可以忽略，可以推導出,當負載的電阻和信號源內阻相等時，負載得到最大功率。
隨著信號頻率的升高，信號源內阻和負載的感抗和容抗開始無法忽略，此時如果想要在負載得到最大功率，需要內阻和負載的電阻相等，電抗大小相等且方向相反。即共軛匹配。
以上都是信號源頻率比較低的情況，或者說信號波長遠大于導線的情況。當頻率繼續升高，波長小到跟導線長度達到一個數量級，甚至波長小于導線長度，此時傳輸導線的阻抗就不能被忽略了。當然在這么高的頻率，我們的目的一般不會是讓負載得到最大功率，而是把信號源的波形，完美地傳送到負載。高速數字電路設計中，我們通常說的是這種阻抗匹配，它的目的是防止信號反射，保持信號的完整性。
傳輸線的阻抗
對于直流或低頻信號，我們可以認為導線是非常小的純電阻，所以導線上電壓，可以認為處處相等，電流也處處相等。
對于高頻信號，同樣的一段導線，不能再被看作純電阻，而是如上圖存在寄生電感，與地線存在寄生電容，跨導。
在這種情況下，信號沿導線傳播時受到的阻力，和導線的長度就沒關系了，只跟單位長度導線的電阻，跨導，寄生電感電容，和信號頻率有關。
頻率越高，感抗和容抗越起到主導作用，忽略掉R和G，導線的特征阻抗變為右邊的形式，它只跟導線的寄生電感和電容相關。
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談談傳輸信號導線選型及內在機理
特性阻抗50Ω射頻同軸電纜主要用于基帶信號傳輸，傳輸帶寬為1～20MHz，特性阻抗75Ω射頻同軸電纜常用于CATV網，故稱為CATV電纜，傳輸帶寬可達1GHz，目前常用CATV電纜的傳輸帶寬為750MHz。
相對來說，根據同軸電纜的抗阻選擇比較簡單，在有線電視網絡的使用中，同軸電纜的抗阻幾乎都是75歐姆的，而其他用途的同軸電纜都是50歐姆的。
三、總結
1，在高速電路中要想把信號能量從源端全部有效的傳送到負載端，必須使傳輸線特征阻抗與信號的源端阻抗和負載阻抗匹配，否則信號會發生反射，導致信號波形的畸變等一系列問題。
2，CAN總線的終端電阻根據傳輸雙絞線的特性阻抗來的，為120Ω。雙絞線的特性阻抗與其絞距有關。
3，傳輸線，不允許線徑突變，防止特性阻抗變化，引發反射，造成信號失真。
4，同軸電纜可以根據所需要的特性阻抗快速選擇。
一家之言，歡迎探討~
展開 干貨｜資深工程師分析運放電路PCB設計技巧
在構成控制阻抗印制線時可以采用這種方法。高頻（RF）信號通常在控制阻抗印制線上流動。就是說，該印制線保持一種特征阻抗，例如50Ω（RF應用中的典型值）。兩種最常見的控制阻抗印制線，微帶線4和帶狀線5都可以達到類似的效果，但是實現的方法不同。
微帶控制阻抗印制線，如圖13所示，可以用在PCB的任意一面；它直接采用其下面的接地平面作為其參考平面。
圖13. 微帶傳輸線。
公式（6）可以用于計算一塊FR4板的特征阻抗。
（6）H表示從接地平面到信號印制線之間的距離，W表示印制線寬度，T表示印制線厚度；全部尺寸均以密耳（mils）（10-3英寸）為單位。εr表示PCB材料的介電常數。
帶狀控制阻抗印制線（參見圖14）采用了兩層接地平面，信號印制線夾在其中。這種方法使用了較多的印制線，需要的PCB層數更多，對電介質厚度變化敏感，而且成本更高——所以通常只用于要求嚴格的應用中。
圖14. 帶狀控制阻抗印制線。
用于帶狀線的特征阻抗計算公式如公式（7）所示。
（7）保護環，或者說“隔離環”，是運算放大器常用的另一種屏蔽方法，它用于防止寄生電流進入敏感結點。其基本原理很簡單——用一條保護導線將敏感結點完全包圍起來，導線保持或者迫使它保持（低阻抗）與敏感結點相同的電勢，因此使吸收的寄生電流遠離了敏感結點。
圖15（a）示出了用于運算放大器反相配置和同相配置中的保護環的原理圖。圖15（b）示出用于SOT-23-5封裝中兩種保護環的典型布線方法。
圖15. 保護環。（a）反相和同相工作。
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在構成控制阻抗印制線時可以采用這種方法。高頻（RF）信號通常在控制阻抗印制線上流動。就是說，該印制線保持一種特征阻抗，例如50Ω（RF應用中的典型值）。兩種最常見的控制阻抗印制線，微帶線4和帶狀線5都可以達到類似的效果，但是實現的方法不同。
微帶控制阻抗印制線，如圖13所示，可以用在PCB的任意一面；它直接采用其下面的接地平面作為其參考平面。
圖13. 微帶傳輸線。
公式（6）可以用于計算一塊FR4板的特征阻抗。
公式（6）
H表示從接地平面到信號印制線之間的距離，W表示印制線寬度，T表示印制線厚度；全部尺寸均以密耳（mils）（10-3英寸）為單位。εr表示PCB材料的介電常數。
帶狀控制阻抗印制線（參見圖14）采用了兩層接地平面，信號印制線夾在其中。這種方法使用了較多的印制線，需要的PCB層數更多，對電介質厚度變化敏感，而且成本更高——所以通常只用于要求嚴格的應用中。
圖14. 帶狀控制阻抗印制線。
用于帶狀線的特征阻抗計算公式如公式（7）所示。
公式（7）
保護環，或者說“隔離環”，是運算放大器常用的另一種屏蔽方法，它用于防止寄生電流進入敏感結點。其基本原理很簡單——用一條保護導線將敏感結點完全包圍起來，導線保持或者迫使它保持（低阻抗）與敏感結點相同的電勢，因此使吸收的寄生電流遠離了敏感結點。
圖15（a）示出了用于運算放大器反相配置和同相配置中的保護環的原理圖。圖15（b）示出用于SOT-23-5封裝中兩種保護環的典型布線方法。
圖15. 保護環。（a）反相和同相工作。（b）SOT-23-5封裝。
展開 【干貨分享】詳解PCB走線與信號完整性問題
PCB Layout能不能以90°走線
高頻高速信號傳輸線應避免以90°的拐角走線，是各種PCB Design Guide中極力要求的，因為高頻高速信號傳輸線需要保持特性阻抗一致，而采用90°拐角走線，在傳輸線拐角處，會改變線寬，90°拐角處線寬約為正常線寬的 1.414倍，由于線寬改變了，就會造成信號的反射。
同時，拐角處的額外寄生電容也會對信號的傳輸造成時延影響。
當然，當信號沿著均勻互連線傳播時，不會產生反射和傳輸信號的失真。如果均勻互連線上有一個90°拐角，則會在拐角處造成PCB傳輸線寬的變化，根據相關電磁理論計算得出，這肯定會帶來信號的反射影響。
直角走線的對信號的影響就是主要體現在三個方面：
拐角可以等效為傳輸線上的容性負載，減緩上升時間
90°拐角處線寬約為正常線寬的 1.414倍，引起阻抗不連續，進而造成信號的反射
直角尖端產生的EMI，尖端容易發射或接收電磁波，產生EMI
傳輸線的直角帶來的寄生電容可以由下面這個經驗公式來計算：
C=61W(Er)1/2/ZO
在上式中，C就是指拐角的等效電容(單位pF)，W指走線的寬度(單位inch)，Er指介質的介電常數，ZO就是傳輸線的特征阻抗。
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