開關(guān)電源電路損耗的案例
干貨 | 開關(guān)電源電路各種損耗的分析
改善方法：恒流啟動方式啟動，啟動完成后關(guān)閉啟動電路降低損耗。
03
與開關(guān)電源工作相關(guān)的損耗
04
鉗位電路損耗
有放電電阻存在，mos開關(guān)管每次開關(guān)都會產(chǎn)生放電損耗
改善方法：用TVS鉗位如下圖，可免除電阻放電損耗（注意：此處只能降低電阻放電損耗，漏感能量引起的尖峰損耗是不能避免的）
當然最根本的改善辦法是，降低變壓器漏感。
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與開關(guān)電源工作相關(guān)的損耗
鉗位電路損耗
有放電電阻存在，mos開關(guān)管每次開關(guān)都會產(chǎn)生放電損耗
改善方法：用TVS鉗位如下圖，可免除電阻放電損耗（注意：此處只能降低電阻放電損耗，漏感能量引起的尖峰損耗是不能避免的）
當然最根本的改善辦法是，降低變壓器漏感。
供電繞組的損耗
電源芯片是需要一定的電流和電壓進行工作的，如果Vcc供電電壓越高損耗越大。
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與開關(guān)電源工作相關(guān)的損耗
鉗位電路損耗
有放電電阻存在，mos開關(guān)管每次開關(guān)都會產(chǎn)生放電損耗
改善方法：用TVS鉗位如下圖，可免除電阻放電損耗（注意：此處只能降低電阻放電損耗，漏感能量引起的尖峰損耗是不能避免的）
當然最根本的改善辦法是，降低變壓器漏感。
供電繞組的損耗
電源芯片是需要一定的電流和電壓進行工作的，如果Vcc供電電壓越高損耗越大。
干貨｜開關(guān)電源電路各種損耗的分析
03
與開關(guān)電源工作相關(guān)的損耗
04
鉗位電路損耗
有放電電阻存在，mos開關(guān)管每次開關(guān)都會產(chǎn)生放電損耗
改善方法：用TVS鉗位如下圖，可免除電阻放電損耗（注意：此處只能降低電阻放電損耗，漏感能量引起的尖峰損耗是不能避免的）
當然最根本的改善辦法是，降低變壓器漏感。
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供電繞組的損耗
電源芯片是需要一定的電流和電壓進行工作的，如果Vcc供電電壓越高損耗越大。
改善方法：由于IC內(nèi)部消耗的電流是不變的，在保證芯片能在安全工作電壓區(qū)間的前提下盡量降低Vcc供電電壓！
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【干貨分享】開關(guān)電源 MOS管損耗
8 體內(nèi)寄生二極管反向恢復(fù)損耗Pd_recover
體內(nèi)寄生二極管反向恢復(fù)損耗，指MOS體內(nèi)寄生二極管在承載正向電流后因反向壓致使的反向恢復(fù)造成的損耗。
體內(nèi)寄生二極管反向恢復(fù)損耗計算
這一損耗原理及計算方法與普通二極管的反向恢復(fù)損耗一樣。公式如下：
Pd_recover=VDR × Qrr × fs
其中：VDR 為二極管反向壓降， Qrr 為二極管反向恢復(fù)電量，由器件提供之規(guī)格書中查找而得。
減少MOS管損耗的方法
減小開關(guān)損耗一方面要盡可能地制造出具有理想開關(guān)特性的器件,另一方面利用新的線路技術(shù)改變器件開關(guān)時期的波形,如:晶體管緩沖電路,諧振電路,和軟開關(guān)技術(shù)等。
(1)晶體管緩沖電路(即加吸收網(wǎng)絡(luò)技術(shù))
早期電源多采用此線路技術(shù)。采用此電路, 功率損耗雖有所減小,但仍不是很理想。①減少導通損耗在變壓器次級線圈后面加飽和電感, 加反向恢復(fù)時間快的二極管,利用飽和電感阻礙電流變化的特性, 限制電流上升的速率,使電流與電壓的波形盡可能小地重疊。②減少截止損耗加R 、C 吸收網(wǎng)絡(luò), 推遲變壓器反激電壓發(fā)生時間, 最好在電流為0時產(chǎn)生反激電壓,此時功率損耗為0。該電路利用電容上電壓不能突變的特性,推遲反激電壓發(fā)生時間。為了增加可靠性,也可在功率管上加R 、C 。但是此電路有明顯缺點:因為電阻的存在,導致吸收網(wǎng)絡(luò)有損耗 。
(2)諧振電路
該電路只改變開關(guān)瞬間電流波形,不改變導通時電流波形。只要選擇好合適的L 、C ,結(jié)合二極管結(jié)電容和變壓器漏感, 就能保證電壓為0時,開關(guān)管導通或截止。因此, 采用諧振技術(shù)可使開關(guān)損耗很小。所以, SWITCHTEC 電源開關(guān)頻率可以做到術(shù)結(jié)構(gòu)380kHz的高頻率。
(3)軟開關(guān)技術(shù)
該電路是在全橋逆變電路中加入電容和二極管。
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重載時，維持PWM 開關(guān)操作所需的額外功率很小，遠遠低于輸出功率。另一方面，跳脈沖“空閑”模式下的效率曲線(圖8 中的A、B、C)能夠在輕載時保持在較高水平，因為開關(guān)只在負載需要時開啟。對7V 輸入曲線，在1mA 負載的空閑模式下能夠獲得高于60%的效率。
圖8. 降壓轉(zhuǎn)換器在PWM 和空閑(跳脈沖)模式下效率曲線，注意：輕載時，空閑模式下的效率高于PWM模式
優(yōu)化SMPS
開關(guān)電源因其高效率指標得到廣泛應(yīng)用，但其效率仍然受SMPS 電路的一些固有損耗的制約。設(shè)計開關(guān)電源時，需要仔細研究造成SMPS 損耗的來源，合理選擇SMPS IC，從而充分利用器件的優(yōu)勢，為了在保持盡可能低的電路成本，甚至不增加電路成本的前提下獲得高效的SMPS，工程師需要做出全面的選擇。
05
無源元件損耗
我們已經(jīng)了解MOSFET 和二極管會導致SMPS 損耗。采用高品質(zhì)的開關(guān)器件能夠大大提升效率，但它們并不是唯一能夠優(yōu)化電源效率的元件。
圖1 詳細介紹了一個典型的降壓型轉(zhuǎn)換器IC 的基本電路。集成了兩個同步整流MOSFET，低RDS(ON) MOSFET，效率很高。這個電路中，開關(guān)元件集成在IC 內(nèi)部，已經(jīng)為具體應(yīng)用預(yù)先選擇了元器件。然而，為了進一步提高效率，設(shè)計人員還需關(guān)注無源元件—外部電感和電容，了解它們對功耗的影響。
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重載時，維持PWM 開關(guān)操作所需的額外功率很小，遠遠低于輸出功率。
另一方面，跳脈沖“空閑”模式下的效率曲線(圖8 中的A、B、C)能夠在輕載時保持在較高水平，因為開關(guān)只在負載需要時開啟。對7V 輸入曲線，在1mA 負載的空閑模式下能夠獲得高于60%的效率。
圖8. 降壓轉(zhuǎn)換器在PWM 和空閑(跳脈沖)模式下效率曲線，注意：輕載時，空閑模式下的效率高于PWM模式。
優(yōu)化SMPS：開關(guān)電源因其高效率指標得到廣泛應(yīng)用，但其效率仍然受SMPS 電路的一些固有損耗的制約。設(shè)計開關(guān)電源時，需要仔細研究造成SMPS 損耗的來源，合理選擇SMPS IC，從而充分利用器件的優(yōu)勢，為了在保持盡可能低的電路成本，甚至不增加電路成本的前提下獲得高效的SMPS，工程師需要做出全面的選擇。
5、無源元件損耗
我們已經(jīng)了解MOSFET 和二極管會導致SMPS 損耗。采用高品質(zhì)的開關(guān)器件能夠大大提升效率，但它們并不是唯一能夠優(yōu)化電源效率的元件。
圖1 詳細介紹了一個典型的降壓型轉(zhuǎn)換器IC 的基本電路。集成了兩個同步整流MOSFET，低RDS(ON) MOSFET，效率很高。這個電路中，開關(guān)元件集成在IC 內(nèi)部，已經(jīng)為具體應(yīng)用預(yù)先選擇了元器件。然而，為了進一步提高效率，設(shè)計人員還需關(guān)注無源元件—外部電感和電容，了解它們對功耗的影響。
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另外，肖特基二極管與硅二極管相比具有較高的反向漏電流，但這些因素并不限制它在許多電源中的應(yīng)用。然而，在一些低壓應(yīng)用中，即便是具有較低壓降的肖特基二極管，所產(chǎn)生的傳導損耗也無法接受。比如，在輸出為1.5V 的電路中，即使使用0.5V 導通壓降VF 的肖特基二極管，二極管導通時也會產(chǎn)生33%的輸出電壓損耗！為了解決這一問題，可以選擇低導通電阻RDS(ON)的MOSFET實現(xiàn)同步控制架構(gòu)。用MOSFET 取代二極管(對比圖1 和圖2 電路)，它與電源的主MOSFET 同步工作，所以在交替切換的過程中，保證只有一個導通。導通的二極管由導通的MOSFET 所替代，二極管的高導通壓降VF 被轉(zhuǎn)換成MOSFET 的低導通壓降(MOSFET RDS(ON) × I)，有效降低了二極管的傳導損耗。當然，同步整流與二極管相比也只是降低了MOSFET 的壓降，另一方面，驅(qū)動同步整流MOSFET 的功耗也不容忽略。IC數(shù)據(jù)資料 以上討論了影響開關(guān)電源效率的兩個重要因素(MOSFET 和二極管)。回顧圖 1 所示降壓電路，從數(shù)據(jù)資料中可以獲得影響控制器IC 工作效率的主要因素。首先，開關(guān)元件集成在IC 內(nèi)部，可以節(jié)省空間、降低寄生損耗。其次，使用低導通電阻RDS(ON)的MOSFET，在小尺寸集成降壓IC (如MAX1556)中，其NMOS 和PMOS 的導通電阻可以達到0.27Ω (典型值)和0.19Ω (典型值)。最后，使用的同步整流電路。對于500mA 負載，占空比為50%的開關(guān)電路，可以將低邊開關(guān)(或二極管)的損耗從225mW (假設(shè)二極管壓降為 1V)降至 34mW。合理選擇SMPS IC 合理選擇 SMPS IC的封裝、控制架構(gòu)，并進行合理設(shè)計，可以有效提高轉(zhuǎn)換效率。
展開 干貨 | 電源工程師必須要掌握的開關(guān)電源電路圖
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展開 開關(guān)電源工作原理及電路圖
交流電壓經(jīng)整流電路及濾波電路整流濾波后，變成含有一定脈動成份的直流電壓，該電壓進人高頻變換器被轉(zhuǎn)換成所需電壓值的方波，最后再將這個方波電壓經(jīng)整流濾波變?yōu)樗枰闹绷麟妷骸?控制電路為一脈沖寬度調(diào)制器，它主要由取樣器、比較器、振蕩器、脈寬調(diào)制及基準電壓等電路構(gòu)成。這部分電路目前已集成化，制成了各種開關(guān)電源用集成電路。控制電路用來調(diào)整高頻開關(guān)元件的開關(guān)時間比例，以達到穩(wěn)定輸出電壓的目的。
２．單端反激式開關(guān)電源
單端反激式開關(guān)電源的典型電路如圖三所示。電路中所謂的單端是指高頻變換器的磁芯僅工作在磁滯回線的一側(cè)。所謂的反激，是指當開關(guān)管VT1導通時，高頻變壓器Ｔ初級繞組的感應(yīng)電壓為上正下負，整流二極管VD1處于截止狀態(tài)，在初級繞組中儲存能量。當開關(guān)管VT1截止時，變壓器Ｔ初級繞組中存儲的能量，通過次級繞組及VD1整流和電容Ｃ濾波后向負載輸出。
單端反激式開關(guān)電源是一種成本最低的電源電路，輸出功率為20－100Ｗ，可以同時輸出不同的電壓，且有較好的電壓調(diào)整率。唯一的缺點是輸出的紋波電壓較大，外特性差，適用于相對固定的負載。
單端反激式開關(guān)電源使用的開關(guān)管VT1承受的最大反向電壓是電路工作電壓值的兩倍，工作頻率在20－200kHz之間。
３．單端正激式開關(guān)電源
單端正激式開關(guān)電源的典型電路如圖四所示。這種電路在形式上與單端反激式電路相似，但工作情形不同。當開關(guān)管VT1導通時，VD2也導通，這時電網(wǎng)向負載傳送能量，濾波電感Ｌ儲存能量；當開關(guān)管VT1截止時，電感Ｌ通過續(xù)流二極管VD3繼續(xù)向負載釋放能量。
在電路中還設(shè)有鉗位線圈與二極管VD2，它可以將開關(guān)管VT1的最高電壓限制在兩倍電源電壓之間。為滿足磁芯復(fù)位條件，即磁通建立和復(fù)位時間應(yīng)相等，所以電路中脈沖的占空比不能大于５０％。
展開 干貨 | 全面解析開關(guān)電源各功能電路
1
開關(guān)電源的電路組成
開關(guān)電源的主要電路是由輸入電磁干擾濾波器（EMI）、整流濾波電路、功率變換電路、PWM控制器電路、輸出整流濾波電路組成。輔助電路有輸入過欠壓保護電路、輸出過欠壓保護電路、輸出過流保護電路、輸出短路保護電路等。
開關(guān)電源的電路組成方框圖如下：
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輸入電路的原理及常見電路
1、AC 輸入整流濾波電路原理：
①防雷電路：當有雷擊，產(chǎn)生高壓經(jīng)電網(wǎng)導入電源時，由MOV1、MOV2、MOV3：F1、F2、F3、FDG1 組成的電路進行保護。當加在壓敏電阻兩端的電壓超過其工作電壓時，其阻值降低，使高壓能量消耗在壓敏電阻上，若電流過大，F(xiàn)1、F2、F3 會燒毀保護后級電路。
②輸入濾波電路：C1、L1、C2、C3組成的雙π型濾波網(wǎng)絡(luò)主要是對輸入電源的電磁噪聲及雜波信號進行抑制，防止對電源干擾，同時也防止電源本身產(chǎn)生的高頻雜波對電網(wǎng)干擾。當電源開啟瞬間，要對 C5充電，由于瞬間電流大，加RT1（熱敏電阻）就能有效的防止浪涌電流。因瞬時能量全消耗在RT1電阻上，一定時間后溫度升高后RT1阻值減小（RT1是負溫系數(shù)元件），這時它消耗的能量非常小，后級電路可正常工作。
③整流濾波電路：交流電壓經(jīng)BRG1整流后，經(jīng)C5濾波后得到較為純凈的直流電壓。若C5容量變小，輸出的交流紋波將增大。
展開 
干貨 | 開關(guān)電源9個電路設(shè)計實例分析
這樣小的線徑談不上節(jié)約銅材，但是可以利用銅線的阻抗來代替很多設(shè)計人員習慣在VCC整流二極管上串聯(lián)小阻值電阻的功能，而且這個利用線圈本身的阻抗對交流的抑制能力在本案例當中更有效，可以防止瞬間沖擊而損壞后級電路的功效。
● 初級與次級主繞組必須是最近相鄰的繞組，這樣耦合會更有利。
● 開關(guān)電源在MOSFET-D端點工作時候產(chǎn)生的干擾是最大的（也是RCD吸收端與變壓器相連的端點），在變壓器繞制時建議將他繞在變壓器的第一個繞組，并作為起點端，讓他藏在變壓器最里層，這樣后面繞組銅線的屏蔽是有較好抑制干擾效果的。
● VCC繞組在計算其圈數(shù)時盡量的在IC最低工作電壓乘以1.1倍作為誤差值，不用考慮銅線的壓降，因為啟動前電流是非常小的，所以這個電阻并沒有多少影響，幾乎可以忽略不計。而在電路未啟動之前，由于高壓端啟動電阻的充電，可以將VCC上電容上的電壓充到IC啟動的電壓，一旦電路有問題一下啟動不了VCC由于繞組電壓的預(yù)設(shè)值偏低。電路也是不會啟動的，一般表現(xiàn)為嗝狀態(tài)。
● 為何要按照IC的工作電壓低端取值？因為我們次級繞組是與初級繞組相鄰繞制的，耦合效果相對而言是最好的。我們做短路試驗也是做次級的輸出短路，因為耦合效果好，次級短路時VCC在經(jīng)過短暫的上沖后會快速降低，降到IC的關(guān)閉電壓時電路得到最好的保護。需要注意這個電壓需要高于MOSFET飽和導通1V以上，避免驅(qū)動不足。
● 還有利于降低IC本身的功耗，是否可以提高IC的壽命無法驗證，但穩(wěn)定性應(yīng)該更高。
展開 干貨 | 盤點開關(guān)電源中的緩沖吸收電路
無源無損緩沖吸收
如果緩沖電感本身是無損的（非飽和電感），而其電感儲能又是經(jīng)過無損吸收的方式處理的，即構(gòu)成無源無損緩沖吸收電路，實際上這也是無源軟開關(guān)電路。
緩沖電感的存在延遲和削弱的開通沖擊電流，實現(xiàn)了一定程度的軟開通。
無損吸收電路的存在延遲和降低了關(guān)斷電壓的dv/dt，實現(xiàn)了一定程度的軟關(guān)斷。
實現(xiàn)無源軟開關(guān)的條件與無損吸收大致相同。并不是所有拓撲都能夠搭建出一個無源軟開關(guān)電路。因此除了經(jīng)典的電路外，很多無源軟開關(guān)電路都是被專利的熱門。
無源無損軟開關(guān)電路效率明顯高于其他緩沖吸收方式，與有源軟開關(guān)電路效率相差無幾。因此只要能夠?qū)崿F(xiàn)無源軟開關(guān)的電路，可不必采用有源軟開關(guān)。
吸收緩沖電路性能對
濾波緩
電路中的電解電容一般具有較大的ESR（典型值是百毫歐姆數(shù)量級），這引起兩方面問題：一是濾波效果大打折扣；二是紋波電流在ESR上產(chǎn)生較大損耗，這不僅降低效率，而且由于電解電容發(fā)熱直接導致的可靠性和壽命問題。
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無源無損緩沖吸收
如果緩沖電感本身是無損的（非飽和電感），而其電感儲能又是經(jīng)過無損吸收的方式處理的，即構(gòu)成無源無損緩沖吸收電路，實際上這也是無源軟開關(guān)電路。
緩沖電感的存在延遲和削弱的開通沖擊電流，實現(xiàn)了一定程度的軟開通。
無損吸收電路的存在延遲和降低了關(guān)斷電壓的dv/dt，實現(xiàn)了一定程度的軟關(guān)斷。
實現(xiàn)無源軟開關(guān)的條件與無損吸收大致相同。并不是所有拓撲都能夠搭建出一個無源軟開關(guān)電路。因此除了經(jīng)典的電路外，很多無源軟開關(guān)電路都是被專利的熱門。
無源無損軟開關(guān)電路效率明顯高于其他緩沖吸收方式，與有源軟開關(guān)電路效率相差無幾。因此只要能夠?qū)崿F(xiàn)無源軟開關(guān)的電路，可不必采用有源軟開關(guān)。
展開 干貨 | 開關(guān)電源"各類保護電路"實例詳細解剖
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應(yīng)用的注意事項
當過壓保護電路起作用時，電路處于非正常工作狀態(tài)。對于有輸出電壓上下調(diào)功能的電路，過壓保護點應(yīng)大于輸出電壓上調(diào)最大值。
過壓保護自鎖控制電路
01
概述
在電源系統(tǒng)中，當反饋回路失效時，輸出電壓不受控，電壓升高超出規(guī)定范圍，此時過高的輸出電壓有可能造成后續(xù)電器設(shè)備的損壞。為解決這問題，通常在電源中增加過壓保護電路。過壓保護的方式一般有三種。
A、鉗位型：當反饋失效時，通過過壓鉗位電路將輸出電壓鉗位在一個定值。
B、間歇保護型：當反饋失效時，通過保護電路使輸出電壓來回重啟，輸出電壓的最高點為過壓保護點。
C、自鎖型：當輸出電壓達到過壓保護點時，電路動作，關(guān)閉PWM使模塊無輸出。在排除故障后再重啟電源輸出才正常供電。下述電路為自鎖型控制電路。
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電路組成（原理圖）
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工作原理分析
上圖中為隔離的自鎖型控制電路。
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