傳輸線的案例
趣談基本傳輸線結構演變
傳輸線種類花樣眾多，如何從萬千傳輸線中挑選最合適的類型，了解其傳輸模式，快速調整它的阻抗，是SI仿真的基本功之一。
微波信號最初在金屬矩形波導中傳輸，矩形波導內部填充介質，再插入一顆“金屬芯”，變成插芯波導，插芯波導由方變圓，形成圓形同軸線，再將同軸線進行各種拆分，比如劈掉上半部分變成了微帶線（microstrip）、將外面的金屬屏蔽層一分為二，即變成帶狀線（stripline）、或者直接掐頭去尾，就變成GSG共面波導CPW，參考下圖。
因此只需要了解傳輸線的老祖“同軸線”的特性，它的子孫如微帶線、帶狀線、差分線的特性，自然就是小菜一碟。
撇開抽象的電磁波傳播模式不談，你只須知道，只有插芯波導可以傳輸TEM模，自然同軸線里面傳輸的也是TEM模，它的子孫因為血統不純正，只能傳輸非正統的TEM模，也就是“準TEM”了，下面來看看正統的TEM是什么樣的：
紅色為電場E，藍色為磁場H。
上面是從場的角度來認識同軸線，那么同軸線的特征阻抗又有啥變化規律呢？
真正的傳輸線特征阻抗計算公式是比較復雜的，對于做項目的人來說，沒必要去掌握那些復雜的數學公式，簡化的公式同樣可以達到目的，如下圖所示的簡化公式，簡單認為阻抗只跟電容有關系，而電容直接借用平行板電容的公式。
為什么只考慮電容呢？因為在高速信號領域，電感的理解比電容更難，存在多種電感的概念，比如：自感、互感、局部電感、回路電感，尤其是回路電感，這就涉及到信號路徑和信號的返回路徑概念，比較抽象，因此可以摒棄電感，只考慮電容對阻抗的影響。
展開 SerDes設計中高速傳輸線的人工智能驅動多參數多目標優化流程（7月29日直播）
SerDes（Serializer/Deserializer，串并轉換器）是高速數據傳輸系統中的核心集成電路（IC），其核心功能是在發送端將并行數據轉換為串行數據（序列化），通過少量高速傳輸線傳輸后，在接收端將串行數據還原為并行數據（解序列化）。它能大幅減少信號線數量、降低互連成本，并支持超高速數據傳輸（目前已突破 100Gbps 甚至更高），廣泛應用于數據中心、5G/6G 通信、消費電子、汽車電子等領域。
7月29日，Ansys官方研討會『SerDes設計中高速傳輸線的人工智能驅動多參數多目標優化流程』為您分享如何借助Ansys RaptorAI，通過人工智能技術實現SerDes（高速傳輸線）的多參數、多目標協同優化，加速設計流程、提升設計質量。Ansys Raptor 是Ansys 旗下一系列用于電磁建模相關的軟件工具，常見的有 Ansys RaptorH 和 Ansys RaptorX 等，主要用于半導體電路電磁分析等領域。對該領域感興趣的下滑預約學習??
時間：7月29日（星期四），16：00-17：00
內容簡介：隨著數據速率的不斷提升、設計復雜性的增加以及工藝節點的持續演進，高速 SerDes 設計中的傳輸線優化越來越具挑戰，工程師往往需要耗費大量時間進行參數調優和迭代。本次研討會主要分享如何借助Ansys RaptorAI，通過人工智能技術實現高速傳輸線的多參數、多目標協同優化，加速設計流程、提升設計質量。
講師：
羅杉 | Ansys首席應用工程師
自2013年加入Ansys以來，一直負責Ansys CPS（芯片-封裝-系統）產品線的規劃，并參與定制TSMC 3DIC信號與電源完整性Ansys解決方案的參考流程，擁有多年高速信號與電源完整性設計經驗。
展開 利用Q2D分析傳輸線的串擾
利用Q2D分析互容和互感的變化趨勢及電磁場分布：
2.1、線間距的影響
隨著間距增大，互感和互容變弱，3倍線寬后，變弱趨勢變緩；觀察電磁場分布，離的越近，到達受害線的電力線和磁力線的數目越多，3倍線寬后，明顯到達受害線的電力線和磁力線數目減小。
2.2、增大線寬W能否減小串擾？
從互容和互感的值比較來看，的確增大線寬可以一定程度上減小互容和互感，注意要保持阻抗都為50ohm比較才有意義。
線寬加寬后電場E幅度對比：
明顯線寬加寬后，在攻擊線處的電場幅度要小，類似于平行板電容器，面積越大，對電場的束縛越大，電場越不容易往外傳播；
線寬加寬后磁場H幅度對比：
為什么磁場的幅度變化不大？因為磁場是沿著信號路徑畫圈圈的，加大線寬對信號路徑的回路大小幾乎沒有影響。
特別注意：雖然增大線寬可以減小互容和互感，但是從下面表格數據對比可以看出，互容和互感值變化平緩，即增大線寬可以減輕串擾，然而改善效果有限。
2.3 添加防護布線是否有用？
增加防護布線（短路）可以減小傳輸線間的互容和互感，尤其是線間距越大，效果越好；
添加防護布線后電場分布：
因為電場總是由高電壓向低電壓，由正電荷向負電荷移動，添加防護布線后，有部分電力線會回歸到中間的GND上，到達攻擊線上的電力線就少，串擾自然也就減弱了。
展開 弱電工程中常見的傳輸介質：同軸電纜、雙絞線、光纖
最早雙絞線只有2芯，用于電話數據傳輸，現在已經淘汰，目前主流的雙絞線都是4對8芯。
屏蔽雙絞線和非屏蔽雙絞線
雙絞線可以分為屏蔽雙絞線和非屏蔽雙絞線，前者由錫箔保護層，能有效防止數據泄密，同時降低外部環境對數據傳輸的干擾，我們日常項目中使用最多的是非屏蔽雙絞線，價格較低。
為什么要用屏蔽雙絞線呢？這里面我們分享一個小故事：
某航天科工企業，發送火箭，如果內部傳送數據由于干擾，有0.01度的偏差，導彈從A地打到B地，可能就偏離了目標幾百公里。故此類高可靠場景，肯定要用屏蔽雙絞線，防止外部環境對內部數據產生干擾。
非屏蔽雙絞線的應用
這個是我們弱電人接觸的最多的，為什么6類線比超5類線的傳輸速率快？這是個好問題，做很多項目時，我們都有個錯覺，覺得超超5類線與6類線區別不大，6類線與超5類線的區別在那里。
超五類線（CAT5e）：傳輸頻率為100MHz，主要用于百兆或千兆位以太網（千兆比較勉強，標準的線才能達到）。具有衰減小，串擾少，并且具有更高的衰減與串擾的比值（ACR)和信噪比、更小的時延誤差，性能得到很大提高。實際項目中，超五類線雖然也能傳千兆，但只建議短距離傳千兆使用，長距離傳輸千兆可能會出現不穩定的情況，這也是項目中常出現的故障，而又容易忽略的問題。
六類線（CAT6）：傳輸頻率為250MHz，最適用于傳輸速率高于1Gbps的應用，主要用于千兆位以太網（1000Mbps）。六類雙絞線在外形上和結構上與五類或超五類雙絞線都有一定的差別，不僅增加了絕緣的十字骨架，將雙絞線的四對線分別置于十字骨架的四個凹槽內，而且電纜的直徑也更粗。
超六類或6A（CAT6A）：傳輸頻率是500 MHz，最大傳輸速度也可達到10Gbps Mbps，主要應用于千兆位網絡中。
展開 
阻抗匹配，最強介紹
當信號的頻率很高時，則信號的波長就很短，當波長短得跟傳輸線長度可以比擬時，反射信號疊加在原信號上將會改變原信號的形狀。如果傳輸線的特征阻抗跟負載阻抗不相等（即不匹配）時，在負載端就會產生反射。為什么阻抗不匹配時會產生反射以及特征阻抗的求解方法，牽涉到二階偏微分方程的求解，在這里我們不細說了，有興趣的可參看電磁場與微波方面書籍中的傳輸線理論。傳輸線的特征阻抗（也叫做特性阻抗）是由傳輸線的結構以及材料決定的，而與傳輸線的長度，以及信號的幅度、頻率等均無關。
實際中是如何解決這個問題的呢？不知道大家有沒有留意到，電視機的附件中，有一個300Ω到75Ω的阻抗轉換器（一個塑料封裝的，一端有一個圓形的插頭的那個東東，大概有兩個大拇指那么大）。它里面其實就是一個傳輸線變壓器，將300Ω的阻抗，變換成75Ω的，這樣就可以匹配起來了。這里需要強調一點的是，特性阻抗跟我們通常理解的電阻不是一個概念，它與傳輸線的長度無關，也不能通過使用歐姆表來測量。影響特征電阻的因素有很多，比如倒顯得材料和導線與地板之間的距離。為了不產生反射，負載阻抗跟傳輸線的特征阻抗應該相等，這就是傳輸線的阻抗匹配，如果阻抗不匹配會有什么不良后果呢？如果不匹配，則會形成反射，能量傳遞不過去，降低效率；會在傳輸線上形成駐波（簡單的理解，就是有些地方信號強，有些地方信號弱），導致傳輸線的有效功率容量降低；功率發射不出去，甚至會損壞發射設備。如果是電路板上的高速信號線與負載阻抗不匹配時，會產生震蕩，輻射干擾等。
當阻抗不匹配時，有哪些辦法讓它匹配呢？第一，可以考慮使用變壓器來做阻抗轉換，就像上面所說的電視機中的那個例子那樣。第二，可以考慮使用串聯/并聯電容或電感的辦法，這在調試射頻電路時常使用。第三，可以考慮使用串聯/并聯電阻的辦法。
展開 如何設置PCB跡線角度？最好是45度還是圓??？90度直角接線可以嗎？
高頻和高速信號傳輸線應避免以90°角布線，這在各種PCB設計指南中都是強烈要求的，因為高頻和高速的信號傳輸線需要保持特性阻抗一致，并且在傳輸線的角部使用90°角路由，將改變線寬。90°角處的線寬約為正常線寬的1.414倍。因為線寬變化，會引起信號反射。同時，拐角處的額外寄生電容也將導致耗時的信號傳輸，延遲影響。
當然，當信號沿均勻互連傳播時，傳輸的信號將沒有反射和失真。如果均勻互連上有90°角，則會導致角處pcb傳輸線的寬度發生變化。根據相關電磁理論計算表明，這肯定會帶來信號的反射效應。
理論上是這樣，但理論畢竟是理論。
對于高速數字信號，90°轉角將對高速信號傳輸線產生一定影響。對于我們當前的高密度和高速pcb，一般跡線寬度為4-5mil，90°角的電容約為10fF。據估計，由該電容器引起的累積延遲約為0.25ps，因此具有5mil線寬的導線上的90°角不會對當前高速數字信號（100 psec上升沿時間）產生很大影響。
對于高頻信號傳輸線，為了避免集膚效應造成的信號損壞，通常使用更寬的信號傳輸線如50Ω阻抗和100mil線寬。90°角處的線寬約為141mil，由寄生電容引起的信號延遲約為25ps。此時，90°角將產生非常嚴重的影響。
同時，微波傳輸線總是希望盡量減少信號的損失。90°角處的阻抗不連續性和外部的寄生電容將導致高頻信號的相位和振幅誤差、輸入和輸出之間的失配，以及可能存在的寄生耦合，從而導致電路性能惡化，影響PCB電路信號的傳輸特性。
關于90°信號布線，我們的觀點是盡可能避免90°布線。單個90°角對高速數字傳輸線信號質量的影響，相對于導線高度和參考平面的偏差、導線本身蝕刻過程中線寬和線間距均勻性的偏差，以及片材介電常數對頻率信號變化的影響，即使通過寄生效應，也遠比90°角更成問題。
展開 HFSS常見問題及解答 | 建模與仿真方法（一）
為了避免不傳播的高階模式對求解精度的影響，HFSS要求WavePort和結構的不連續性之間最好包括一段傳輸線，但是，這段傳輸線會帶來額外的相移，要修正這段相移的影響，可設置Deembedding，既可以直接指定距離，也可以利用圖形化功能自動計算。另外，如果結構中包括了很長的均勻傳輸線，不必將這些傳輸線建立到求解模型中以節省求解時間，同樣可以利用Deembedding功能，由短傳輸線的結果自動推算長傳輸線的結果。如果傳輸線是無耗的，Deembedding只改變S參數的相位，如果傳輸線是有耗的，HFSS會自動將傳輸線的損耗修正到結果中。
1.2 Q: 共面波導結構如何定義端口？
展開 談談傳輸信號導線選型及內在機理
源端與負載端阻抗不匹配會引起線上反射，假設信號傳輸過程中經過兩個不同的區域，區域1阻抗為Z1,區域2阻抗為Z2，當Z2<Z1，反射系數為負產生負反射；當Z2>Z1，反射系數為正產生正反射。信號來回反射便形成了震蕩，從而導致了信號失真。
最后的小提示:如果想深入細致的分析下，可以閱讀下于博士的《信號完整性揭秘》。
反射就是在傳輸線上的回波。信號功率(電壓和電流)的一部分傳輸到線上并達到負載處，但是有一部分被反射了，如下圖所示。源端與負載端阻抗不匹配會引起線上反射，負載將一部分電壓反射回源端。如果負載阻抗小于源阻抗，反射電壓為負，反之，如果負載阻抗大于源阻抗，反射電壓為正。布線的幾何形狀、不正確的線端接、經過連接器的傳輸及電源平面的不連續等因素的變化均會導致此類反射。
二、阻抗匹配與反射理論的運用
1 CAN總線為何要加終端電阻，又為何是120Ω
按照ISO11898規范，為了增強CAN-bus 通訊的可靠性，CAN-bus 總線網絡的兩個端點通常要加入終端匹配電阻（120Ω）。
1.1 終端電阻的含義
終端電阻，是一種電子信息在傳輸過程中遇到的阻礙。高頻信號傳輸時，信號波長相對傳輸線較短，信號在傳輸線終端會形成反射波，干擾原信號，所以需要在傳輸線末端加終端電阻，使信號到達傳輸線末端后不反射。
對于低頻信號則不用。在長線信號傳輸時，一般為了避免信號的反射和回波，也需要在接收端接入終端匹配電阻。
一般在直線型中，線纜兩端即是發送端，也是接收端，故線纜兩端需各加一個終端電阻。
終端電阻的作用：
1：阻抗匹配，匹配信號源和傳輸線之間的阻抗，極少反射，避免振蕩。
2：減少噪聲，降低輻射，防止過沖。
展開 【干貨分享】詳解PCB走線與信號完整性問題
PCB Layout能不能以90°走線
高頻高速信號傳輸線應避免以90°的拐角走線，是各種PCB Design Guide中極力要求的，因為高頻高速信號傳輸線需要保持特性阻抗一致，而采用90°拐角走線，在傳輸線拐角處，會改變線寬，90°拐角處線寬約為正常線寬的 1.414倍，由于線寬改變了，就會造成信號的反射。
同時，拐角處的額外寄生電容也會對信號的傳輸造成時延影響。
當然，當信號沿著均勻互連線傳播時，不會產生反射和傳輸信號的失真。如果均勻互連線上有一個90°拐角，則會在拐角處造成PCB傳輸線寬的變化，根據相關電磁理論計算得出，這肯定會帶來信號的反射影響。
直角走線的對信號的影響就是主要體現在三個方面：
拐角可以等效為傳輸線上的容性負載，減緩上升時間
90°拐角處線寬約為正常線寬的 1.414倍，引起阻抗不連續，進而造成信號的反射
直角尖端產生的EMI，尖端容易發射或接收電磁波，產生EMI
傳輸線的直角帶來的寄生電容可以由下面這個經驗公式來計算：
C=61W(Er)1/2/ZO
在上式中，C就是指拐角的等效電容(單位pF)，W指走線的寬度(單位inch)，Er指介質的介電常數，ZO就是傳輸線的特征阻抗。
展開 PCB走線為啥不能90度直角？
02
pcb layout能不能以90°走線
高頻高速信號傳輸線應避免以90°的拐角走線，是各種PCB Design Guide中極力要求的，因為高頻高速信號傳輸線需要保持特性阻抗一致，而采用90°拐角走線，在傳輸線拐角處，會改變線寬，90°拐角處線寬約為正常線寬的 1.414倍，由于線寬改變了，就會造成信號的反射，同時，拐角處的額外寄生電容也會對信號的傳輸造成時延影響。
當然，當信號沿著均勻互連線傳播時，不會產生反射和傳輸信號的失真，如果均勻互連線上有一個90°拐角會，則會在拐角處造成pcb傳輸線寬的變化，根據相關電磁理論計算得出，這肯定會帶來信號的反射影響。
理論上是這樣，但理論終究是理論，實際情況90°拐角對高速信號傳輸線造成的影響是否是舉足輕重的呢？
打個比方，比如王失聰同學（這里的王同學純屬為了劇情需要虛構出來的，肯定沒有哪位親生父親會為自己的兒子取這樣的名字吧，如有雷同，純屬榮幸，O(∩_∩)O~）帶著他們家的二哈和女票去打火鍋，看到路邊掉了一百塊錢，你說他撿還是不撿？
撿起這一百塊，理論上會使得王失聰的個人財富又增長了一百塊，但是對于隨便找個女票啪啪啪刷卡買豪車如買白菜的王同學來說，可以完全無視，而對于我來說，這可是巨款吶，我一般都會沖過去假裝系鞋帶的…
所以，90°拐角對高速信號傳輸線會有負面影響，理論上是一定的，但是這種影響是不是致命的？90°拐角對于高速數字信號和高頻微波信號傳輸線的影響是不是一樣的？
根據這篇論文《right angle corners on printed circuit board traces,time and frequency domain analysis》和 Howard Johnson 的這篇文章《Who’s Afraid of the Big Bad Bend?》
展開 干貨 | PCB Layout 跳坑指南：PCB走線角度選擇不該90°？
pcb layout能不能以90°走線
高頻高速信號傳輸線應避免以90°的拐角走線，是各種PCB Design Guide中極力要求的，因為高頻高速信號傳輸線需要保持特性阻抗一致，而采用90°拐角走線，在傳輸線拐角處，會改變線寬，90°拐角處線寬約為正常線寬的 1.414倍，由于線寬改變了，就會造成信號的反射，同時，拐角處的額外寄生電容也會對信號的傳輸造成時延影響。
當然，當信號沿著均勻互連線傳播時，不會產生反射和傳輸信號的失真，如果均勻互連線上有一個90°拐角會，則會在拐角處造成pcb傳輸線寬的變化，根據相關電磁理論計算得出，這肯定會帶來信號的反射影響。
理論上是這樣，但理論終究是理論，實際情況90°拐角對高速信號傳輸線造成的影響是否是舉足輕重的呢？
所以，90°拐角對高速信號傳輸線會有負面影響，理論上是一定的，但是這種影響是不是致命的？90°拐角對于高速數字信號和高頻微波信號傳輸線的影響是不是一樣的？
根據 這篇論文《right angle corners on printed circuit board traces,time and frequency domain analysis》和 Howard Johnson 的這篇文章《Who’s Afraid of the Big Bad Bend?》
展開 
【經驗分享】PCB走線角度選擇，到底該不該90°？
pcb layout能不能以90°走線
高頻高速信號傳輸線應避免以90°的拐角走線，是各種PCB Design Guide中極力要求的，因為高頻高速信號傳輸線需要保持特性阻抗一致，而采用90°拐角走線，在傳輸線拐角處，會改變線寬，90°拐角處線寬約為正常線寬的1.414倍，由于線寬改變了，就會造成信號的反射，同時，拐角處的額外寄生電容也會對信號的傳輸造成時延影響。
當然，當信號沿著均勻互連線傳播時，不會產生反射和傳輸信號的失真，如果均勻互連線上有一個90°拐角會，則會在拐角處造成pcb傳輸線寬的變化，根據相關電磁理論計算得出，這肯定會帶來信號的反射影響。
90°拐角對高速信號傳輸線會有負面影響，理論上是這樣，但理論終究是理論，實際情況90°拐角對高速信號傳輸線造成的影響是否是舉足輕重的呢？理論上是一定的但是這種影響是不是致命的？90°拐角對于高速數字信號和高頻微波信號傳輸線的影響是不是一樣的？
根據這篇論文《right angle corners on printed circuit board traces,time and frequency domain analysis》和Howard Johnson 的這篇文章《Who’s Afraid of the Big Bad Bend?》
展開 從原理圖到實實在在PCB電路板，這一過程其實也不容易！
如果線的厚度、寬度以及與地平面之間的距離是可控制的，則它的特性阻抗也是可以控制的。微帶線的特性阻抗Z0為：
(3)印制板中的帶狀線
帶狀線是一條置于兩層導電平面之間的電介質中間的銅帶線。如果線的厚度和寬度、介質的介電常數以及兩層導電平面間的距離是可控的，那么線的特性阻抗也是可控的，帶狀線的特性阻抗為：
3.端接傳輸線
在一條線的接收端用一個與線特性阻抗相等的電阻端接，則稱該傳輸線為并聯端接線。它主要是為了獲得最好的電性能，包括驅動分布負載而采用的。
有時為了節省電源消耗，對端接的電阻上再串接一個104電容形成交流端接電路，它能有效地降低直流損耗。
在驅動器和傳輸線之間串接一個電阻，而線的終端不再接端接電阻，這種端接方法稱之為串聯端接。較長線上的過沖和振鈴可用串聯阻尼或串聯端接技術來控制.串聯阻尼是利用一個與驅動門輸出端串聯的小電阻（一般為10～75Ω）來實現的.這種阻尼方法適合與特性阻抗來受控制的線相聯用(如底板布線，無地平面的電路板和大多數繞接線等。
串聯端接時串聯電阻的值與電路（驅動門）輸出阻抗之和等于傳輸線的特性阻抗.串聯聯端接線存在著只能在終端使用集總負載和傳輸延遲時間較長的缺點.但是，這可以通過使用多余串聯端接傳輸線的方法加以克服。
4.非端接傳輸線
如果線延遲時間比信號上升時間短得多，可以在不用串聯端接或并聯端接的情況下使用傳輸線，如果一根非端接線的雙程延遲（信號在傳輸線上往返一次的時間）比脈沖信號的上升時間短，那么由于非端接所引起的反沖大約是邏輯擺幅的15％。
展開 PCB走線角度選擇，到底該不該90°？
pcb layout能不能以90°走線
高頻高速信號傳輸線應避免以90°的拐角走線，是各種PCB Design Guide中極力要求的，因為高頻高速信號傳輸線需要保持特性阻抗一致，而采用90°拐角走線，在傳輸線拐角處，會改變線寬，90°拐角處線寬約為正常線寬的1.414倍，由于線寬改變了，就會造成信號的反射，同時，拐角處的額外寄生電容也會對信號的傳輸造成時延影響。
當然，當信號沿著均勻互連線傳播時，不會產生反射和傳輸信號的失真，如果均勻互連線上有一個90°拐角會，則會在拐角處造成pcb傳輸線寬的變化，根據相關電磁理論計算得出，這肯定會帶來信號的反射影響。
90°拐角對高速信號傳輸線會有負面影響，理論上是這樣，但理論終究是理論，實際情況90°拐角對高速信號傳輸線造成的影響是否是舉足輕重的呢？理論上是一定的但是這種影響是不是致命的？90°拐角對于高速數字信號和高頻微波信號傳輸線的影響是不是一樣的？
根據這篇論文《right angle corners on printed circuit board traces,time and frequency domain analysis》和Howard Johnson 的這篇文章《Who’s Afraid of the Big Bad Bend?》
展開 干貨｜射頻和數模電路PCB一般布局設計指南
傳輸線彎角補償
由于布線約束而要求傳輸線彎曲時(改變方向)，使用的彎曲半徑應至少為中間導體寬度的3倍。也就是說：
彎曲半徑 ≥ 3 × (線寬)
這將彎角的特征阻抗變化降至最小。
如果不可能實現逐漸彎曲，可將傳輸線進行直角彎曲(非曲線)，見圖6。然而，必須對此進行補償，以減小通過彎曲點時本地有效線寬增大引起的阻抗突變。標準補償方法為角斜接，如下圖所示。最佳的微帶直角斜接由杜維爾和詹姆斯(Douville and James)公式給出：
式中，M為斜接與非斜接彎角之比(%)。該公式與介電常數無關，受約束條件為w/h ≥ 0.25。
其它傳輸線可采用類似的方法。如果對正確補償方法存在任何不確定性，并且設計要求高性能傳輸線，則應利用電磁仿真器對彎角建模。
傳輸線的換層
如果布局約束要求將傳輸線換至不同的電路板層，建議每條傳輸線至少使用兩個過孔，將過孔電感負載降至最小。一對過孔將傳輸電感有效減小50%，應該使用與傳輸線寬相當的最大直徑過孔。例如，對于15-mil微帶線，過孔直徑(拋光鍍層直徑)應為15 mil至18 mil。如果空間不允許使用大過孔，則應使用三個直徑較小的過渡過孔。
信號線隔離
必須小心防止信號線之間的意外耦合。
展開 