傳統的“樣機-測試-改進-新樣機”式PCB 設計方法不僅耗時長、效率低、成本高，而且不能滿足產品快速更新換代的需求，固有的設計理念在進行高速復雜電路設計時顯得捉襟見肘。而如果能夠采用軟件進行信號完整性（Signal Integrity，SI）仿真分析，不僅能夠直觀地觀測各類信號的性能指標，還能有效地縮短研發周期、提高產品設計的一次成功率。

本文是在基于時域信號完整性仿真分析流程的基礎上，引入了信號線頻域S 參數模型，并給出了基于S 參數模型的信號完整性仿真驗證流程。采用了ANSYS 公司的兩款電磁仿真軟件SIwave 及Designer 進行信號完整性仿真分析，并通過矢量網絡分析儀（VNA）和高速示波器對相關仿真參數進行了測試驗證。

S 參數全稱是散射參數（Scatter Parameters, S-parameters）,最早應用于微波和射頻工程領域，由于其自身的“黑盒”特性以及頻域屬性，使其得以在高頻領域得到廣泛地應用。目前，S 參數已經能夠描述電阻、電容、PCB 走線、電源地平面、回流路徑、封裝、插座、接插件、線纜等。

一般而言，使用最多的是雙端口S 參數，它包含四個量S11、S12、S21、S22，構成了最簡單的S 參數矩陣。其中，S11 或者S22 又通常稱為回波損耗，S11 反應了信號傳播的反射情況，與之對應的信號完整性問題為反射及阻抗的匹配問題。利用S11 曲線可以很容易地找到信號傳輸的 “頻率共振點”（即S11 的谷值頻點），從而指導信號走線長度及阻抗設計。

對于PCB 走線的S 參數而言，S11 還有一個重要的特性：峰峰值（或者谷谷值）頻率周期特性，如果將峰峰值（或者谷谷值）用Δf 來表示，則它與傳播延時的關系可用下式來計算：

S21 稱為插入損耗，反映了信號的傳輸能力，一般要求越大越好。與S11 類似，S21 的一個重要特性就是其真實地反映了介質損耗和導體損耗的程度。對于阻抗連續的傳輸線而言，由于導體損耗相對于介質損耗要小得多，疊層材料的介質耗散因數與插入損耗的關系如下：

其中：tanδ 為介質損耗因數（或者稱為損耗正切），S21 為插入損耗（dB），ε 為介質的介電常數，Len 為走線長度（in），f 為頻點頻率（GHz）。由上式可以看出，如果信號線長度以及介質的介電常數都確定了，就可以通過S21 來確定介質損耗因子的大小。

由于S 參數是一個比值，并且一定在-1 到1 之間，為了使S 參數表述更清晰，在實際中通常將其轉化為dB單位形式：SdB = 20 log (Smag )。如未做說明，本文以下S 參數均以dB形式表示，不再贅述。

與雙端口類似，對于兩條點對點信號線（含參考平面），共有四個端口，對應的S 參數將達到4 2 個，這時將出現多模S 參數、混合模S 參數等概念，常應用于差分對分析，限于本文篇幅，這里不作詳細介紹。而對于信號完整性，最關心的四端口S 參數是S31 和S41（如下圖所示），與其相對應的是信號完整性問題中的近端串擾（NEXT）和遠端串擾（FEXT），為了控制信號串擾水平，通常要求將S31、S41 的幅值限制在合理范圍內。

上述仿真驗證流程主要通過兩個閉環過程來實現對仿真結果的驗證及修正。第一次循環過程為從PCB 設計數據到走線S 參數模型生成階段，該過程主要是通過SIwave 軟件提取PCB 走線的S 參數模型，并通過VNA 對走線進行S 參數進行測試來對模型參數進行驗證及修正，提高走線的模型精度。此外，還可通過查看TDR/TDT 曲線觀察走線的阻抗分布情況。該模型結果不僅考慮了電源地平面去耦電容的寄生參數對信號線S 參數的影響，還考慮了各走線之間的耦合、跨槽或過孔等引起的阻抗不連續、非理想導體及介質等因素對S 參數結果的影響，具有較高的模型精度。而在傳統的SI 仿真流程中，一般直接提取傳輸線物理參數（長度、寬度、疊層、過孔及分支等）并套用相關標準理想傳輸線及過孔模型構成新的傳輸線模型，使得傳輸線模型的精度完全取決于標準模型的精度，后續仿真結果的精度要受到標準模型的限制。

礎。

利用上述信號完整性仿真驗證方法，對某總線速率約為100MHz 左右的DSP 信號處理系統（基本設計框圖見圖3 所示）PCB 板進行仿真驗證分析。為了測試走線的S 參數結果，這里要求先對PCB“光板”進行R\L\C 等無源器件安裝，制作一塊僅含無源器件的PCB，以下簡稱無源PCB。無源PCB 測試完成后再焊裝好其余有源器件，構成PCB 有源電路系統，以下簡稱有源PCB。

對無源PCB主要進行的是信號線S 參數測試及S參數模型的提取，采用的儀器是Agilent公司的E5071C ENA 網絡分析儀。對于非實驗PCB 而言，PCB 自身基本不會預設SMA 接口，因此不能直接進行S 參數的測量，這里將采用手動焊接SMA 接頭方法，并采用單端開路S 參數測試方法減少焊接難度。

對有源PCB 主要進行的是關鍵信號波形測試、眼圖測試、抖動測試、一致性測試等，采用的儀器是Agilent 公司的Infiniium 9000 系列DSO9404A 高速示波器及其配套眼圖、抖動分析軟件。

3.1 無源PCB 走線S 參數測試結果與仿真對比

在DSP 外掛FLASH 焊盤引腳EA8 及其附近參考地焊盤間焊裝一個SMA 接頭，對EA8走線的單端開路S 參數進行仿真與測試對比如下：

從上述仿真與試驗對比結果可以看出，如果直接使用SIwave 默認的FR-4 材料（相對介電常數在1GHz 時為4.5，介質損耗因子為0.035），仿真結果與實驗結果存在明顯的“頻點偏移”現象，說明仿真參數設置不夠合理。從PCB 設計軟件中查到該走線長度約為4129mil，為偏移帶狀線，根據公式（1）可知該信號線傳播延時約為1/2*0.690GHz/4.129 in≈175.5ps/in，根據文獻[8]修正介質材料相對介電常數修正4.2，再根據公式（2）修正介質損耗因子為0.028。

修正后的仿真結果（圖4 中方塊線）與試驗結果在4GHz 范圍內基本沒有出現頻點偏移，但是高頻（2.8GHz~5GHz）幅值存在一定的偏差，并且試驗值略大于仿真值，也就是說試驗中信號反射比仿真更嚴重，對于傳播100MHz 的信號線來說，這種高頻誤差是能夠容許的，受實驗操作以及接口條件等因素影響，這種偏差也是符合現實的。

為了驗證該仿真參數設置的有效性，選取另一走線進行相同的測試并與仿真對比如下：

上述兩組對比結果表明，修正后的信號線開路S 參數仿真結果在3GHz 范圍內與試驗結果基本一致，且在5GHz 范圍內峰谷值基本對應。具有一定的參考價值。

綜合上述結果可知，本文給出了單端開路S 參數測試方法以及仿真參數糾正方法是有效的。這為S 參數模型的糾正提供了一種新思路。

將上述糾正后的模型引入到Designer 時域分析軟件中，并搭建仿真電路圖，選取最長數據線ED29 作為分析對象，仿真與試驗波形測試結果如下：

本文分析了頻域S 參數理論在信號完整性分析中的作用，給出了一套基于S 參數模型的信號完整性仿真驗證方法。該方法綜合考慮了頻域S 參數模型以及時域波形結果的優點，提高了PCB 傳輸線模型的準確性。通過軟件仿真與試驗測試對比，驗證了單端開路S 參數測試方法的可行性，給出了仿真參數糾正的新思路；同時波形測試對比結果表明了該仿真驗證流程地有效性，為信號完整性改進奠定了良好的模型基礎。