摘要

高速電光調制器是現代通信網絡及各類應用的關鍵組件，這些應用需要實現芯片級調制，具備寬帶寬、高調制效率和緊湊尺寸等特性。然而，同時滿足這些指標具有挑戰性，因此必須探索新的方法。為此，本文在絕緣體上氮化硅加載鈮酸鋰平臺上提出了一種基于慢光波導和容性負載慢波電極的馬赫-曾德爾調制器。群折射率的增大和微波損耗的降低顯著提升了調制效率。在1mm長的調制區域下，獲得了0.21Vcm的低半波電壓長度積  ，這比傳統的薄膜鈮酸鋰Mach–Zehnder調制器小一個數量級，并實現了超過110GHz的調制帶寬。該調制器無需數字信號處理器即可分別生成高達180和300Gbps的非歸零信號和八電平脈沖幅度調制信號，為下一代電光系統提供了超大帶寬、超高效率和緊湊的解決方案。

1.引言

隨著近幾十年來數據流量的激增，高速且節能的未來光子系統已引起廣泛的研究關注。為實現這類系統，研究人員開發了采用CMOS兼容工藝的光子集成電路（PIC），以實現低成本和大規模集成。芯片級電光（EO）調制器將信號從電域轉換至光域，是現代PIC的關鍵構建模塊。迄今已提出多種集成平臺與解決方案以實現高性能芯片級電光調制器，涵蓋硅基、聚合物、磷化銦、等離子體及其他EO材料（氮化鋁、鈦酸鋇、碳化硅、鋯鈦酸鉛）。其中，薄膜鈮酸鋰（TFLN）因其卓越特性——包括強Pockels效應（γ33≈30pmV  ）、寬透明窗口（0.35–5.20μm）及低光損耗而成為極具前景的電光調制器實現平臺。

基于TFLN腔體的調制器可支持大帶寬和高調制效率。然而其諧振特性對制造工藝和溫度變化均敏感。馬赫-曾德爾干涉結構可解決諧振傳輸導致的光學工作帶寬受限于<1nm的問題。基于TFLN平臺的Traveling-wave Mach–Zehnder調制器（MZM）已經實現調制效率  達2.2Vcm，3dB調制帶寬達100GHz。此外，混合型TFLN-Si MZMs與相干TFLN MZMs的  值均達≈2.3Vcm。為降低微波損耗，采用容性加載慢波電極，同時保持石英基TFLN平臺的調制效率。據報道在1GHz信號頻率下  值約為2.3V·cm。這些研究中開發的TFLN調制器展現出良好的帶寬潛力。然而TFLN調制器的Vπ·L值被限制在約≈2V·cm。為實現低驅動電壓，調制長度通常為5-20毫米，代價是器件尺寸增大、微波損耗增加及帶寬受限。驅動電壓和帶寬仍然面臨關鍵的權衡與取舍。

最近，基于布拉格光柵波導的慢光馬赫-曾德爾調制器（MZM）實現了0.67V·cm的  值，但其調制帶寬僅為10GHz。通過進一步優化布拉格諧振器的結構和長度，實現了  值為1.29V·cm、帶寬為50GHz的慢光MZM。迄今為止，實現高效率（<0.5V·cm）和大帶寬（>110GHz）的TFLN MZM仍然具有挑戰性。

在此，我們提出并展示了一種基于氮化硅(SiN)加載TFLN平臺的集成MZM。該調制器展現出0.21V·cm的  值和超過110GHz的帶寬。利用拓撲波導內的慢光效應，結合慢波電極中的最小微波損耗，顯著提高了調制效率。這使得在1mm調制長度下半波電壓僅為2.1V。同時，由于臂長減少以及用于電光速度和阻抗匹配的慢波電極，可實現大的調制帶寬。該收發器無需數字信號處理器（DSP）即可實現180Gbps非歸零（NRZ）及300Gbps八電平脈沖幅度調制（PAM8）信號的穩定眼圖。對于100Gbaud NRZ信號，其允許實現低于4×10?2比特誤碼率(BER)的光波長范圍可達4.4nm。值得注意的是，一種采用布拉格光柵慢光結構的全硅電光調制器最近實現了110GHz的大3-dB帶寬；然而，這是以78V的高半波電壓為代價的。本研究不僅實現了卓越的110GHz帶寬，更將半波電壓顯著降低至2.1V。基于拓撲波導慢光效應的MZM調制器，標志著在調制效率與帶寬領域取得重大突破。

2.器件設計與工作原理

我們基于經典的Su-Schrieffer-Heeger模型設計了用于調制臂的慢光拓撲光子晶體波導（圖1a）。拓撲光子晶體的單元結構可視為介質AB層狀結構。為了研究混合SiN-TFLN拓撲波導中的慢光效應，我們通過周期性矩形空氣孔來替代堆疊的A層和B層，從而調整集成波導的有效折射率。

圖1采用分段慢波電極的集成LN高效大帶寬慢光MZMs調制器設計。a)一維拓撲光子晶體的介質AB層和結構組成。晶格的單元胞，周期為Λ，寬度為D1和D2，長度為D3。b)一維拓撲光子晶體的模擬能帶圖，顯示最低（黑色）和次低（紅色）能帶。插圖展示了能帶邊緣的交換模式分布，表明當翻轉晶格時，在光子帶隙（淡紫色區域）出現了能帶反轉。c)次低能帶和d)最低能帶的群折射率與波長隨D1和D2變化的色散關系。e)電光速度匹配的慢光MZMs調制器示意圖。黑色虛線框插圖：慢光波導和分段慢波電極的放大圖像。紫色虛線框插圖：混合LN和SiN波導的空間橫向電場模式分布，LN能量占比為61.5%。f)分段慢波電極的設計。在本工作中，電極參數如下：周期p=50μm，邊長h=t=4μm，電極間隙g=5μm，r=45μm，s=2μm。g)不同頻率下的模擬微波折射率。h)模擬的EOS21曲線，顯示器件的3dB帶寬為235GHz。

通過在元胞中引入空氣孔破壞反演對稱性，可實現可控帶隙。在帶隙內，布里淵區(BZ)附近表現出強色散。周期結構在布里淵區邊緣表現出慢光模式的簡并，這是由界面的滑移面對稱性導致的。類似的簡并能帶結構也已在二維線缺陷滑移面波導和拓撲谷光子晶體中被報道。

采用有限元法，將周期設置為Λ=420nm，并將孔尺寸D1、D2和D3分別設置為150、80和674nm（圖1a，底部）。當寬度D1減小而寬度D2增大時，我們發現光子帶隙在BZ圖中逐漸形成一個臨界點——當D1=D2時，該點被稱為橫電模式的狄拉克點（圖1b）。帶隙經歷閉合、交叉和重新開啟的過程，直至D1<D2。

我們展示了群折射率與波長之間的色散關系，該關系隨空氣孔寬度D1和D2的變化而變化（圖1c、d）。在打破反演對稱性的過程中，帶隙邊緣附近出現連續色散現象，導致帶隙內出現慢光模式。慢光波導的帶隙對空氣孔尺寸和位置的變化具有良好的容差。

雖然布拉格光柵常用于在波導中誘導慢光，但我們的拓撲結構具有顯著優勢。相較于布拉格光柵，它們能提供更大的折射率擾動和更高的耦合系數。這使得反射率提升且帶隙寬度增大。調制臂采用"AB"拓撲結構可進一步減小臂長。

我們設計了一種由慢光調制臂、周期性T軌道電極（采用接地-信號-接地GSG配置）及1×2多模干涉儀（MMI）組成的慢光MZM（圖1e）。根據微擾理論和色散曲線，采用推挽配置的MZM調制器可通過以下方式計算  參數：

其中λ為波長，nLN為TFLN折射率，γ33為TFLN的電光系數，g為電極間隙，σ表示光模場與施加電場之間的電光重疊因子，而群折射率ng可按下式計算：

其中  表示群速度，c表示真空中的光速。對于慢光模式，當  <c時，會導致更高的群折射率。

基于方程（1）和（2），可采用多種方法提升Vπ·L值。首先，  值與波長λ呈正比關系。近期在可見光波段工作的芯片級調制器技術取得進展，實現了更小的  值。其次，與商用體鈮酸鋰調制器相比，TFLN調制器因其對光模場的高約束能力，可實現更窄的電極間隙，從而提升調制效率。但電極間隙進一步縮小將導致金屬吸收損耗增加。第三，  與群折射率ng呈反比關系。利用群折射率增強的慢光模式有望在電信波段實現超高效率TFLN調制器。此外，本設計受益于慢波電極中較小的微波損耗及調制臂更大的耦合系數，共同促成了Vπ和L值的雙重降低。

限制芯片級調制器帶寬的主要因素是行進中的電信號與光信號速度不匹配，導致調制累積停止。傳統的片上微帶行波電極間隙狹窄，約為幾微米，由于電容增加，電流會從間隙附近流過，從而減小導體面積并增加微波損耗和功耗。

為獲得高效率、大帶寬的TFLN調制器，我們通過分段慢波電極實現了射頻高折射率與光信號高群折射率的匹配（圖1f）。分段慢波電極由常規帶狀共面傳輸線與從其延伸的周期性T形導軌構成。T形導軌單位長度電容的增加顯著降低了微波傳播速度。T形導軌使電流能在增大的有效流動長度上均勻分布，從而增大有效導體面積并降低鄰近間隙區域的電流密度。因此，無需增加電極間隙即可抑制歐姆損耗，實現低微波損耗，同時保持電光速度匹配。

我們采用有限元法模擬了若干分段慢波電極的電學參數。受電極間隙極小、電極制造精度要求嚴苛等因素制約，可調參數范圍及微波折射率變化區間均受到顯著限制。通過這些分段慢波電極，我們實現了>3的射頻折射率（圖1g）。該高射頻折射率可用于實現光與微波之間的精確速度匹配。我們計算了調制器的電光S21曲線，其3dB調制帶寬高達235GHz（圖1h）。

3.器件制備與表征

采用一種加載SiN的TFLN混合波導，以避免直接刻蝕TFLN，這為在TFLN平臺上實現大規模和低成本集成提供了有前景的替代方案。混合波導的光模場分布如圖1a插圖所示，在TFLN層中的光限制因子為61.5%，可有效利用LN的強電光效應。

該器件的制備工藝流程如下所示。馬赫-曾德爾調制器（MZMs）制備于4英寸TFLN晶圓之上，該晶圓結構為：硅襯底（NanoLN）上沉積2微米厚  埋氧化層，其上覆蓋300納米厚x-cut單晶TFLN層。通過等離子體增強化學氣相沉積法在晶圓上沉積300納米厚的SiN層。在SiN層上旋涂光刻膠（AR-P6200.09）。通過電子束光刻（Vistec EBPG-5200+）和感應耦合等離子體干法刻蝕工藝，在光刻膠上形成波導、MMI和光柵耦合器圖案，并將其轉移至SiN層。隨后對SiN層進行300納米深度的刻蝕。去除殘留物后，通過電子束蒸發和剝離工藝沉積并制作350納米厚的分段慢波電極。

我們展示了制備器件的光學顯微鏡照片和掃描電子顯微鏡（SEM）圖像（圖2a–c）。該MZM采用單端驅動推挽配置，由GSG電極驅動，相較于GS配置，可在半電壓下實現"π"相位移。為表征光學與靜態電光性能，我們制備了片上光柵耦合器，通過光纖將光耦合至器件。由于帶隙附近的群速度色散效應，該器件的片上損耗具有波長依賴性。

圖2器件表征與靜態電光性能。a)含波導與電極的器件光學顯微鏡照片。b)慢光波導與電極的掃描電子顯微鏡圖像。c)帶矩形空氣孔的慢光波導放大SEM照片。d)MZM的透射光譜。e)歸一化光學傳輸曲線，顯示  分別為：1535nm波長下21.7V，1546.1nm下9.8V，1546.7nm下7V，1546.92nm下4V，1547.1nm下2.1V。由于光與物質的相互作用時間和群折射率增加，隨著波長的紅移，  將逐漸降低至2.1V。f)1mm長臂在不同電壓下測量的光傳輸，顯示調制器在1547.1納米波長時具有27.5dB的消光比。g)不同波長下測得的  值。

在測量半波電壓（  ）時，向調制器施加一個峰峰值電壓掃頻的10kHz三角波信號。我們發現器件的改進  值具有波長依賴性（圖2e–g）。在1547.1nm波長下獲得最小  值2.1V，消光比(ER)達27.5dB（圖2f）。其他波長下的測量ER值詳見補充材料第S8節。最佳  值為0.21V·cm，表明TFLN MZMs具有高調制效率。考慮到TFLN的光折變效應，在接近直流頻率下工作的調制器會引入額外的慢光效應，導致  值被高估或低估。較低的  值對于保持收發器模塊緊湊性至關重要。該方案在實現低驅動電壓、小尺寸的大規模集成陣列器件方面展現出巨大潛力。

4.測量與結果

為表征所制備器件的高速性能，我們采用圖3a所示的配置測量了小信號響應（S21參數）。

圖3電光調制帶寬。a)電光帶寬測量實驗裝置。b)在1546.1、1546.7、1546.92和1547.1nm不同波長下測得的電光S21響應。平坦響應超過110GHz。

可調諧激光器（TLS）（Santec TSL-710）經摻鉺光纖放大器（EDFA）放大。通過偏振控制器（PC）使光與MZM的偏振態保持一致。第二臺EDFA設置在MZM輸出端后以補償光損耗，并采用光學帶通濾波器（OBPF）降低受激輻射噪聲。接收光功率經可變光衰減器（VOA）調節后，通過90GHz帶寬光探測器（PD）（XPDV4120R-WFFP）進行電光轉換。最終，調制信號被輸入到110GHz帶寬的光波分量分析儀（LCA）（Keysight N5227B）。為表征器件的電光響應特性，采用高速微波探針將LCA輸出的掃頻正弦信號驅動調制器。其余探針提供終端匹配以降低微波信號反射。電光響應參數通過LCA參數提取獲得。

我們展示了利用110GHz帶寬LCA獲得的1546.1、1546.7、1546.92和1547.1nm波長下的EO S21曲線，如圖3b所示。1546.1、1546.7、1546.92和1547.1nm波長對應的調制效率分別為0.98、0.7、0.4和0.21Vcm。在這些波長下，調制帶寬超過110GHz。結果表明，通過使用慢光波導和慢波電極，可以在保持高調制效率的同時實現大帶寬。

在我們的模擬中，器件的3dB帶寬預計為235GHz（圖1h）。然而，由于LCA設備測試能力的限制，我們無法準確表征其3-dB帶寬。光學外差法可用于在高頻（>110GHz）下精確表征頻率響應，并在未來進行3dB調制帶寬的實驗測量。

為評估1mm長調制器的調制性能，我們進行了高速數據傳輸實驗（圖4a）。電數據信號通過(  )比特偽隨機二進制序列施加至調制器，峰峰值電壓Vpp為3V。該信號由256Gsa s?1任意波形發生器（AWG）（Keysight M8199）生成，隨后經電放大器(EA)(SHF S807C)放大。信號通過高速探針傳輸至分段慢波電極。采用觸發信號進行時鐘恢復，以生成由電采樣示波器(OSC)(Keysight N1030A)捕獲的接收數據眼圖。采用256Gsa s  實時數字采樣示波器，基于簡單前饋均衡器的線性數字信號處理算法計算誤碼率（BER）。

我們總結了120、150和180Gbps NRZ信號的眼圖，信噪比分別為9.9、10.6和5.5dB，對應的BER分別為9.5×10  、2.3×10  和3.6×10  （圖4b-d）。清晰睜開的眼圖，測得的ER分別為3.3、2.1和1.5dB。

我們分別展示了數據速率為200、220和240Gbps的PAM4信號的眼圖（圖4e-g）。對于240Gbps PAM4信號，每比特耗能估算為44fJ bit  。我們測量了200Gbps PAM4信號的BER，發現它們可以降至3.8×10?3的硬判決前向糾錯編碼閾值以下（圖4k）。對于220和240Gbps PAM4信號的更高數據速率，BER遠低于4×10?2的軟判決前向糾錯編碼閾值。

圖4數據調制測量。a)用于測量光眼圖的實驗設備。b)120Gbps、c)150Gbps和d)180Gbps數據速率下NRZ信號的眼圖。e)200Gbps、f)220Gbps和g)240Gbps速率下測得的PAM4調制格式眼圖。h)257Gbps下測得的PAM6調制格式眼圖。i)270Gbps和j)300Gbps下測得的PAM8調制格式眼圖。k)PAM4信號在200、220和240Gbps數據速率下誤碼率與接收光功率的測量曲線。l)實驗驗證所提調制器在工作波長范圍內的性能。插圖：100Gbps NRZ信號在不同載波波長下的測量眼圖。

為了進一步提高慢光MZM支持的數據速率，我們采用了高波特率下的更高調制格式。我們提供了257Gbps PAM6、270Gbps和300Gbps PAM8的清晰眼圖（圖4h-j），這些眼圖是在未采用收發器DSP流程的情況下獲得的。這種方法可以在不消耗DSP功耗的情況下降低延遲預算，并且結果驗證了慢光MZM支持無需DSP的高數據速率。

我們探索了慢光MZM的工作波長范圍。在高速數據傳輸過程中，通過精細調節工作波長，以0.04nm的間隔捕獲眼圖和誤碼率（BER）。測試條件在不同波長下保持一致且無需優化。值得注意的是，在2.2nm工作帶寬內，100Gbps無歸零編碼（NRZ）眼圖展現出低誤碼率（<4×10?2）（圖4l）。工作波長范圍內誤碼率波動主要歸因于強色散效應及帶邊附近非理想干擾導致的靜態ER波動，這會引發MZI相關干涉條紋。

兩側對稱的帶隙特性提升了調制器的光學工作帶寬，使其在生成100Gbps非歸零編碼信號時可延伸至4.4nm。然而在高速傳輸實驗中，由于實驗室缺乏長波段光放大設備，我們無法對長波段側的慢光調制信號進行測試。

表1比較了先進芯片級調制器的各項指標。我們演示的拓撲慢光MZM是唯一在實現110GHz寬帶的同時，調制效率低于0.5V·cm的器件。

5.結論與討論

我們展示了一種基于混合集成TFLN和SiN平臺的分段慢波電極慢光MZM。通過在拓撲波導中利用慢光效應及低損耗慢波電極，可顯著提升調制效率。同時，分段慢波電極實現的優異電光速度與阻抗匹配，賦予器件卓越的電光帶寬，模擬預測其帶寬可達235GHz。所制備的1毫米長器件展現出0.21Vcm的突破性調制效率，且調制帶寬持續保持在110GHz以上。該慢光MZM可實現高達180Gbps的NRZ信號高速數據調制傳輸。此外，該MZM還能生成無需DSP處理的PAM8信號眼圖，最大數據速率達300Gbps。

此外，仍可進行改進以實現進一步優化。首先，插入損耗歸因于蝕刻過程中的非理想條件，例如蝕刻氣孔的側壁粗糙度較大。通過優化蝕刻工藝的各向異性限制及縱橫比相關的蝕刻速率，可平滑孔壁表面，從而降低散射損耗。同時需優化SiN沉積與退火過程中的高溫（>250°C）及熱循環條件，避免薄膜產生高應力，進而減少高散射損耗。其次，由于工作波長范圍內存在強烈的群速度色散，器件的片上損耗相對較大且具有波長依賴性。必須對拓撲波導進行全面的帶隙工程研究，以實現更大的延遲帶寬積并提升光學工作帶寬。通過在調制臂采用級聯拓撲光子晶體腔或結合強帶隙展寬與反交叉效應實現的帶隙工程，可在7.1nm帶寬內獲得<1dB的低損耗與≈6.8的大群折射率。采用級聯拓撲邊界態作為工作波長范圍，可在更短調制長度下提供近乎無損的傳輸解決方案。此外，多維慢光光子結構為高效緊湊調制器提供了有前景的慢光波導方案。但其面臨若干挑戰：首先二維光子晶體結構復雜且光學模式限制弱，導致制備工藝不兼容且調制效率低下。其次，共面電極同時具備電感與電容特性。根據傳輸線理論，周期性薄槽結構可調控電感參數。可采用感應電極或其他電極結構提升微波折射率，從而在保持50Ω阻抗的同時匹配更大光學群折射率。最后，本研究提出的方法為設計支持多維復用（包括波長復用、偏振復用和模式復用）的調制器奠定了基礎。實現此類調制器有望顯著提升未來通信鏈路的傳輸容量與性能。

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參考文獻

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